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47 GHz EME – „facts and findings“ [2020] Fortschritte in 2019 im 47 GHz Amateurfunkband von DL7YC und DC7KY Im Februar 2020 wurde auf der 42 GHz Tagung in Dorsten von Klaus, DC7KY, und Manfred, DL7YC über die Historie und die aktuellen Möglichkeiten von 47 GHz EME berichtet. Mittlerweile sind nach unseren Kenntnissen (Stand Jan 2020) in Japan Mitsuo, JA1WQF, in Spanien Jose, EA3HMJ und Iban, EB3FRN, in den Niederlanden Hans, PA0EHG, in den USA und Canada W5LUA, VE4MA, K6MG (früher AD6FP), in Deutschland DC7KY und DL7YC und Sergej, RW3BP als Berater im Hintergrund (….macht nur noch 76 GHz EME, hi) mit dem Thema aktiv beschäftigt. Klaus, DC7KY und ich, DL7YC haben uns mit diesem Thema weiter intensiv befasst und können nun von einigen kleineren Erfolgen berichten. Messtechnik Die richtige Messtechnik ist immer hilfreich. Bei 47 GHz gestaltet sich das Messen der Kenngrößen schon etwas komplizierter, da sich nur sehr wenige 50 GHz Netzwerkanalysatoren mit den dazu gehörigen Messbrücken und Detektoren in Amateurbesitz befinden.
Im Laufe des Jahres 2019 konnte der 47 GHz „Messpark“ noch um einige Komponenten erweitert werden. Insbesondere hat sich als Trugschluss herausgestellt, dass Buchsen und Stecker vom Typ K für 47 GHz noch tauglich sind. Sie sind „benutzbar“, aber es ist wie auf 24 GHz mit SMA-Teilen: Messen kann man damit nicht gut !! SMA mit Teflon-Dielektrikum ist aus gutem Grund nur bis 18 GHz spezifiziert und K-Buchsen und K-Stecker eben nur bis 40 GHz. Nicht ohne Grund werden von der Industrie im Bereich 40-50 GHz 2.4mm Komponenten verbaut. Diese Erkenntnis zog neben dem Kauf von diversen 2.4mm Koax-Übergängen, den ebay-Kauf eines WR22 Richtkopplers, eines WR22 Kreuzkopplers, einer WR22 Standard-Hornantenne und zweier WR22 / 2.4mm Hohleiter-Übergänge nach sich. Erst jetzt ließen sich vergleichbare und reproduzierbare Messergebnisse herstellen, ohne die ständige Befürchtung von Fehlmessungen zu haben. Die benötigte technische Ausrüstung wurde mit dem Kauf eines WR22 Hohlleiter-Detektor für den Netzwerkanalysator abgeschlossen. Thomas, DC7YS hat dann mit dem Kauf eines 50 GHz Leistungs-Messkopfes den Messpark fast komplettiert; jetzt fehlt nur noch die eigene 50 GHz Rauschquelle (z. Zt. Leihgabe von Eddi, ON7UN). Wozu man das alles braucht ? Dazu kommen wir noch......später im Artikel. Zuerst aber eine Aufzählung, warum sich die 47 GHz EME Anforderungen so grundlegend von den niedrigen Mikrowellen-Bändern unterscheiden: 1.) Die Genauigkeitsanforderungen an den
Spiegel steigen stark im mm-Wellen Band (siehe Ruze`s Gleichung: Gain0 –
685.81 *(RMS / 6.4mm Wellenlänge)2 Man sieht daran: Auf beide Parameter, Genauigkeit der Form UND der Oberfläche, muss höchstes Augenmerk gerichtet sein. Nicht von ungefähr benutzen die “Profis” unter uns bei 122 GHz “aus dem Vollen” gedrehte Parabolreflektoren ! Mit diesem Wissen haben wir, wie berichtet,
den Hersteller gebeten seine Pressformen auf die entsprechende Genauigkeit
bei 47 GHz zu überprüfen. Da er in 2018 sowieso gerade vor hatte 2.4m
große Zylinderparabol-Reflektoren mit einer eigens dafür erstellten
optischen Messeinrichtung zu überprüfen, passte unser Wunsch gut in die
Planung. Der vom Hersteller zu vermessene
Spiegel hat 2400 mm Durchmesser und eine Focuslänge von 910mm (f/D 0.385)
und das Verfahren zur Vermessung dieser Reflektoren ist die sogenannte
Photogrammetrie.
Erstaunlicherweise erwies sich das Trackingverhalten des Spiegels EINFACHER als auf 24 GHz. Wie kann das sein ? Der -3dB Öffnungswinkel der Antenne beträgt bei 47 GHz nur noch 0,19 Grad – der Mond ist aber von der Erde aus gesehen ca. 0,5 Grad groß. Da die elektromagnetische Strahlung der Sonne „scheinbar“ von einer Scheibe ausgeht (die Ränder sind zwar weiter weg, aber es handelt sich um nicht kohärente Strahlung, die Phasenlage ist egal) kann man mit der Antennen-Keule 2,5 mal über die Sonne wandern, ehe sich was am Pegel ändert !! Ein völlig unerwartetes Phänomen...... Bei Echo-Tests ist die Sachlage allerdings genau umgekehrt. Wie Dimitry, UA3AVR eindrucksvoll ausgerechnet hat, gehen bei einer Mittelpunkt-Abweichung des auf dem Mond erzeugten „Spots“ von 0,026 Grad -1dB Signal verloren und bei einer Ungenauigkeit von der Mondmitte von 0,015 Grad sind es noch -0.5dB loss. Nachfolgend in Bild 3 die Berechnung der Signaleinbuße bei Abweichung vom Mondmittelpunkt :
Diese benötigte Nachführ-und Anzeige-Genauigkeit ist bei der benutzten Mechanik mit Amateurmitteln kaum lösbar darzustellen. Allerdings hilft eine bewährte Methode aus den EME-Anfangstagen hier weiter (funktioniert allerdings nur ohne nennenswerte Wolken): Man nehme ein hochauflösendes Astro-Objetiv und eine Chipkamera. Genau das hat DC7KY mit gutem Erfolg realisiert. Man merkt dann ganz schnell, dass eigentlich nur eine kontinuierliche Nachführung sinnvoll ist, eine schrittweise Verfolgung des Mondes, bringt die Antennen-Masse immer wieder zum Schwingen. Das nächste schon in Angriff genommene Projekt ist die Aufrüstung der EGIS-Rotoren mittels Schrittmotoren. (Eine Quelle für die Kamera, das Objektiv und die Filter für Sonne und Mond zum Preis von € 285,- findet man hier: www.astroshop.de / Omegon Modul Finder, Orion StartShoot US, Omegon Advanved Sucher Basis, Omegon Sucherschuh Vixen, Bader Sonnenfilterfolie) OK1TEH hat geschrieben: Eine weitere Option ist die Verwendung des F1EHN-Tracking-Systems für die automatische Tracking-Funktion, mit der Sie die Antenne drehen können, wenn Sie einen Mehrbit-Encoder mit einer Genauigkeit von bis zu 0,01 Grad verwenden. Ein solches System wird beispielsweise von OK1KIR verwendet, wo es mit einer 4-Meter-Spiegel mit einer Genauigkeit von 0,02 Grad unter Verwendung von IRC-Sensoren der tschechischen Firma ZPA Netolice rotiert. Willy
LX1DB verwendet Andrews 3-Meter-Spiegel, um
EME-Signale im 47-GHz-Band zu empfangen, das auch vom F1EHN-System
gesteuert wird, das eine Genauigkeit von 0,045 Grad erreicht. Zur
Verdeutlichung sagte er mir, er verwende den 19200-Bit-codierten "Peppel +
Fuchs Singel Turn Absolutwertgeber parallel Ausgänge". Es verwendet ein
Schneckengetriebe für AZ und einen Satelliten-Superjack für die Höhe.
Feed-Horn Jetzt kommt wieder der bereits oben erwähnte Netzwerkanalysator mit Reflektionsbrücke zum Einsatz. Bei beiden vorher erwähnten Primär-Strahlern wird versucht durch „Beamforming“ eine etwas mehr rechteckige Belegung des Hauptreflektors zu erreichen. 1) Beim Kumar-Horn hat VE4MA durch Wahl der äußeren Ringfalle einen mittleren Einzug der Keule erreicht und damit eine höhere Energiedichte zu beiden Rändern hin erzeugt; das so genannte VE4MA Superfeed.... 2) Bei den Mehrmoden-Strahlern wird durch Überlagerung der TE10-Welle mit einer TE20-Welle (übergängige Aufweitung des des Strahlers) eine höhere Energiedichte auf dem Sekundärstrahler erzeugt; nur eben mit größerem f/D. Die Übergangssektion, die den zweiten Mode erzeugt, wird hier noch mal gesondert dargestellt. Die Genauigkeit der Einhaltung der Maße sollte besser 0.1mm sein – bei 47 GHz ist eine Genauigkeit von 2 -3 Hundertstel mm anzustreben.
Erste „Blindversuche“ zur Feedoptimierung ohne Benutzung eines Netzwerkanalysators waren wenig erfolgreich. Das Feedhorn sollte mindestens eine Reflektionsdämpfung (VSWR < 1.2) von 20dB aufweisen, damit a.) der Vorverstärker nicht schwingt und b.) die gemessenen NF Werte auch in den praktischen Betrieb übertragen werden können. Um die RL-Werte der verschiedenen Feeds mittels der koaxialen 50GHz Messbrücke zu messen wurden im Frühjahr 2019 erstmals fünf WR19 Hohlleiter/Koax-Übergang mittels Präzions-K-Buchsen hergestellt. Durch Abgleich der Länge der Mittelleiter und des Abstands der Backshorts ließen sich hervorragende Übertragungs-Werte erreichen. (>25 dB RL). Die gemessene Durchgangsdämpfung war mit ca.1 dB viel zu hoch. Weitere Messungen mit diesen Übergängen führten aber immer wieder (wenn man die Mess- Konfiguration veränderte) zu stark schwankenden Ergebnissen. Schon kleinste Hohleiter-Längenänderungen veränderten die Messergebnisse an den Feeds stark. Es musste wohl an der für 47 GHz nicht mehr geeigneten K-Buchse liegen und tatsächlich schafften hier Hohlleiter/Koax-Übergänge mit 2.4mm Buchsen wieder sofort klare Verhältnisse ! WR22 / WR19 Hohlleiter-Schalter Wie sicherlich bekannt sind mechanische Rotations-Hohlleiter Umschalter für 47 GHz sehr komplex, wenn eine sehr niedrige Dämpfung und entsprechende Entkopplung (>60dB) zwischen TX- und RX-Port erreicht werden muss. Selbstbau ist hier nicht wirklich angeraten ! Thomas, DC7YS hat sich an die Aufgabe gewagt und kleine Hohlleiter-Schalter für 47 GHz und 76 GHz herstellen lassen. Selbst nach Vergoldung erreichen sie nicht die Präzision und niedrige Dämpfung der Profiversionen von FLANN Microwaves od. Millimeterwave Products
Wie oben schon ausgeführt dient die (teure) Messtechnik dazu, derartige Unterschiede heraus zu arbeiten. Nach Umstellung des koaxialen Teils der Netzwerkanalyse auf 2.4mm, konnte in der Kette Messbrücke / Koaxübergang / WR22 Hohleiter-Schalter / WR 22 Detektor die Dämpfung des Schalters mit ungefähr 0.1dB bestimmt werden. 47 GHz Low-Noise Vorverstärker Auch hier ist die Zeit nicht stehen geblieben. Nach dem Kauf von 10 Stück CGY2260UH/C1 MMIC`s wurden in einer Amateur-Radio Gemeinschaftsproduktion sehr rauscharme Vorverstärker in Hohlleiter Bauweise hergestellt. Die erzielten Ergebnisse sind überwältigend !! In der ersten Charge von 5 Stück WR22 bzw. WR19 Vorverstärkern wurden bei drei Exemplaren eine Verstärkung von > 20dB und Rauschzahlen von 2.3db - 2.0 dB bei 17 Grad C erreicht. 2 Chips wurden „Entwicklungs-Opfer“ und damit unbrauchbar. Die zweite Charge 5 Stück Entwicklungsmuster befindet sich zum Zeitpunkt dieser Veröffentlichung in der Produktion.
Ein Versuch die Verstärker mit Kältespray auf 0 Grad C zu kühlen, verbesserte das Ergebnis der Rauschzahlen um 0.2 - 0.3 dB !! Allerdings entsteht im Labor sofort das Problem der Kondensation, was weiter untersucht werden muss. Auch eine Peltier-Kühlung ist denkbar und wird bezüglich der vorgenannten Probleme untersucht werden. Hinweis von OK1TEH: Das Problem, wo ein geeigneter rauscharmer LNA zu erhalten ist, wird derzeit von vielen Stationen gelöst, die EME-Experimente im 47-GHz-Band starten möchten. Die Herstellung einer solchen LNA unter häuslichen Bedingungen ist aufgrund der Nichtverfügbarkeit eines hochwertigen Geräuschzahlmessers (oder besser des Geräuschkopfs) äußerst schwierig, und ein weiteres Problem ist die Kenntnis der Bondingtechnologie. Wenn Sie kein Qualitätslabor haben, können Sie Kuhne 6mm LNA kaufen, das ungefähr 5,0 dB NF erreicht. Fast 0,5 dB bessere LNA wurde in der Vergangenheit von Ales, OK1FPC, hergestellt. Wenn Sie reich sind, können Sie sich von LX1DB inspirieren lassen, der bei SPACEK LABS ein vollständig angepasstes LNA-Modell SL 472-18-3m bestellt hat, das bei Raumtemperaturen zwischen 2,4 und 2,8 dB eine Verstärkung von 18 dB und eine Rauschzahl erzielt.
47 GHz „Power-Amplifier“ Das größte Problem stellt nach wie vor die Erzeugung der für eine erfolgreiche EME Verbindung erforderliche geschätzte Minimalleistung von 10 Watt Hf dar. Eine weitere Leistungssteigerung ab Transverter-Level (50-100mW) kann mit einem TGA4046 von Qorvo erfolgen. Mit diesem vielfach eingesetzten Chip ist möglich > 1.2 Watt Treiberleistung sicher zu erzeugen. Eine weitere Leistungssteigerung mittels 3 dieser Verstärker hat EA3HMJ hergestellt. Dazu wurden mit zwei Hohleiterkopplern 2 Stück MKU Pa 6MM zusammen geschaltet. Ein weiterer MKU Pa 6MM diente als Treiber. Nachfolgend sieht man das Ergebnis:
4 x TGA4046 (7-9 Watt möglich ??) Ein noch nicht ganz beendeter Versuch von Mitsuo, JA1WQF und Yuki, JA8CMY ist nachfolgen zu bestaunen. Die eine Hälfte dieses sehr aufwändigen Aufbaus produziert etwas mehr als 5 Watt, leider ist es bis zum Redaktionsschluss nicht gelungen, die zweite Hälfte zu einem phasenreinen Zusammenschluss anzupassen.
Als Treiberleistung für diese 9-10 Watt SSPA wird in jedem Fall eine Ansteuerleistung von 2 mal +30 dBm (> 2 W) benötigt. APN167 (43-46GHz / 9 Watt Sättigungs-Leistung) Wie in 2019 schon berichtet gibt es neben dem altbewährten TGA4046 von Qorvo auch den APN 167 der amerikanischen Fa. Northrop Grumman. Leider unterliegt diese Technologie den erweiterten amerikanischen Ausfuhrbestimmungen und es war bisher nicht möglich, dieses MMIC nach Deutschland einzuführen. ( GaN Power Amplifier Web: http://www.as.northropgrumman.com/mps ) Gott sei Dank – muss man fast sagen, denn seit kurzer Zeit ist für 5G-Anwendungen der APN318 (47 - 51GHz / 12 Watt Sättigungs-Leistung) auf dem Markt und der Import dieses mehr für Consumer Anwendungen ausgelegte MMIC scheint möglich. Parallel wird von DL7YC an einem 10 Watt Verstärker-Chip der Fa. OMMIC /Frankreich gearbeitet. Der CGY2651UH/C1 ist ein 10 Watt Power Amplifier, ausgelegt für den Bereich 37 - 43 GHz !! Die veröffentlichten „On-Wafer“ Messdaten enden bei 44 GHz, allerdings noch mit der vollen Sättigungsleistung von +40dBm (10Watt). Nachfolgen ein paar Bilder des Labor-Aufbaus:
Die erzielbare Ausgangs-Leistung ist auch hier noch nicht so vielversprechend, sodass es bei Redaktionsschluss nicht sicher war, ob dieser Ansatz überhaupt zum gewünschten Erfolg führen kann. Nach Aussage von Sergei, RW3BP scheint es viel schwieriger zu sein, einen originären Frequenzbereich nach unten zu verschieben, als umgekehrt. Die Leistungs-Teiler / Summierer auf dem Chip kann man durch äußere Transformations-Glieder in einem gewissen Bereich beeinflussen, leider aber nicht die Elemente um die mittleren Stufen. Wir werden weiter berichten.... Oszillator Stabilität Wir alle, auch der Autor, glaubten bis vor wenigen Monaten noch an die Frequenzstabilität und Genauigkeit von GPS disziplinierten LOCAL-Oszillatoren. Zum ersten Mal bin ich mir des Phänomens in 2019 anlässlich einer 47 / 76 / 122 GHz Session unter Beteiligung vieler Portabel-Stationen bewusst geworden. Warum klingt manchmal das Signal so „rau“ - bei SSB zeitweise bis zur Unleserlichkeit ? Und wieder vergessen – bis Klaus, DC7KY von der Idee besessen war, WSJT, im Speziellen JT4G oder JT4H bei 47 GHz EME einzusetzen. Das Verfahren beruht bekanntlich auf der Aussendung und dem Empfang von 4 verschiedenen Frequenzen mit 3 gleichen Abständen. Durch die Libration auf dem EME-Pfad werden beim Empfang bei JEDEM dieser 4 Töne mehr oder weniger große Frequenzverwerfungen auftreten. Die „Kunst“ des Decoders ist es nun, selbst bei erheblicher Abweichung von der Mittenfrequenz, eine eindeutige QRG-Zuordnung der gesendeten Frequenz herzustellen. Das gelingt ganz gut, bis die Töne im Rauschen untergehen (selbst wenn der Decoder weiß, wann UND wo Rauscherhöhungen auftreten SOLLTEN). Jetzt wird sehr schnell klar, dass jeder zusätzliche Beitrag einer statistischen Abweichung von der (gesendeten UND empfangenen) Frequenz die Decodierung erschwert bzw unmöglich machen kann !! Das hat Klaus zu einer breit angelegten wochenlangen Untersuchung aller zur Verfügung stehenden GPS kontrollierten OCXO`s und Rubidium-Standards veranlasst. Um es vorweg zu nehmen: bis auf ein Exemplar waren ALLE für 47 GHz unbrauchbar !!!!! Nachfolgend ein paar Bilder aus der Testreihe. Man sieht deutlich was brauchbar ist – und was nicht. Die Regelschleifen der 10MHz Oszillatoren sind meist nicht für eine „Endverwendung“ im mm-Wellenbereich ausgelegt. Die eigentliche 10 MHz Frequenz wird immer wieder erreicht – aber mit welchen „Ausflügen“ in die Umgebung. Eine Abweichung von 0,1 Hz bei 10 MHz führt zu einer Abweichung von 47 Hz @ 47GHz ! Oft sind die Abweichungen viel größer, was katastrophale Auswirkungen hat. Auch bei den eigentlichen GPS Empfängern gibt es große Unterschiede bzgl. ihrer Genauigkeit. Diese zusätzlichen fiktiven 47 Hz, auftretend zum falschen Zeitpunkt, können das Sendesignal ungewollt additiv zur Libration um z.b. 250 Hz „verschieben“ und den WSJT Decoder einen Ton höher (oder niedriger) erfassen lassen. Damit wird selbst bei ausreichender Signalstärke eine fehlerfreie Dekodierung unmöglich. Durch die obigen Ausführungen wird auch völlig klar, warum bei einer Übertragung von Digitalsignalen eine Libration von 150 - 200 Hz offensichtlich die absolute Obergrenze markiert. Danach geht NUR noch CW mit Regenscatter-Effekt !! Zurück zur 122 GHz portabel Station: Aus Gründen der Vereinfachung habe ich dort einen MORION 10 MHz Oszillator ohne GPS verwendet. Der ist vielleicht nicht immer ganz auf der richtigen QRG, aber er „wackelt“ nicht. So kann man auch aus mm EME-Versuchen, Wissen für ein ganz anderes Gebiet gewinnen !!
Alle Bilder zeigen Aussendungen direkt auf 47 GHz und getrennten Empfang auch wieder direkt auf 47 GHz !!! Die geigten Bilder stehen exemplarisch für eine Vielzahl untersuchter GPS disziplinierter Oszillatoren und sind willkürlich ausgewählt. (Anmerkung von OK1TEH: Als ich Manfred nach Leo Bodnar GPSDO fragte, antwortete er mir: "Soweit ich weiß, ist das Bodnar GPSDO IS Sehr schlecht und nicht für 47 GHz EME verwendbar. ") Sonne/Mond-Tracking des Spiegels bei 47
GHz Um mittels Kontrolle durch ein Moon-Noise-Meter und Kontrolloptik den Spiegel automatisch „auf dem Mond zu halten“ bedarf es, wie schon ausgeführt, weiterer Anstrengungen wie Austausch der DC-Motore gegen Schrittmotore und Verspannungen der internen Übersetzungen. Entsprechende Bauteile liegen vor und sind in der Testphase. Aus den Erfahrungen bei 24 GHz ist bekannt, dass bei mittlerem 1.7 dB Moon-Noise beim Moon-Tracking nur ein Abfall vom „Peak“ von 0.1 – max. 0.2 dB toleriert werden kann !! Bei 47 GHz steigen die Anforderungen nochmals, da nicht mehr der komplette Monddurchmesser ausgeleuchtet wird. Wie oben schon beschrieben, führen selbst kleinste Abweichungen von der Mond-Mitte zu einer erheblichen Signaleinbuße. Die Antenne musste bei 24 GHz mindestens alle 15 Sekunden nachgeführt werden; bei 47 GHz sinkt dieser Wert dann auf 3 - 5 Sekunden Tracking-Update – oder besser: eine kontinuierliche Nachführung mittels Schrittmotoren löst das Problem der Genauigkeit und der schwingenden Massen der Antenne bei größerer Winkelbeschleunigung, sehr viel besser. Auch das ist eine Erkenntnis aus den Messungen von Mond- und Sonnen-Rauschen !! Negative Beeinflussung des
Übertragungswegs durch zusätzliche Dämpfung (EMEcalc, Atmosphere Absorption und LibCalc von VK3UM SK) Librationseinflüsse durch Verbreiterung des vom Mond rückgestreuten Signals Der Temperatureinfluss der Luft (Ground und in bestimmter Höhe über Grund) Die Wasserdampf-Dichte der Luft Absorption durch Wolken Einfluss des Squint-Winkels Drift und Rauschen der beteiligten Oszillatoren
Bei einer Elevation von 45 Grad und einer angenommenen atmosphärischen Dämpfung von 0.2 dB / km @ 47 GHz beträgt der zusätzliche Signal-Verlust in der Atmosphäre ungefähr 2.0 dB / Übertragungs-Strecke. Unter 20 Grad Elevation beträgt der Verlust schon 3dB !! Aufgrund der schon sehr hohen Grund-Streckendämpfung bei 47 GHz müssen zusätzliche Verluste durch Libration, Spatial Offset und erhöhte Dämpfung durch Absorption in der Atmosphäre (niedrige Elevationswinkel der Antenne) unbedingt minimiert werden.
Die Wahl der Zeit für ein QSO oder auch nur für die der Echo-Tests ist also eminent wichtig, weil bei der Verteilung der zurückgestreuten Energie über einen großen Audio-Frequenzbereich evtl. nichts mehr zu hören oder im Wasserfall-Diagramm zu sehen ist. Allerdings besteht ein Konflikt zwischen der geringsten spektralen Breite des Signals (minimale Libration), die nur in der zeitlichen Nähe des Mond-Auf-/Untergangs vorkommt und des damit verbundenen längeren Laufwegs der Signale durch die Atmosphäre, und der geringsten atmosphärischen Dämpfung, die nur bei hohen Elevationswinkeln zu erreichen ist. Bei großer Elevation erreicht aber auch die Libration ein Maximum !! Der bestmögliche Zeitpunkt für maximale Echos wird in genaueren Versuchen zu ermitteln sein; wird möglicherweise bei 25 - 35 Grad liegen.
Bild 18 – Frequenzabhängige „Realtime“ – Anzeige zweier EME Stationen Bei einem fiktiven 47 GHz QSO zwischen UN6PD in Kasachstan und DL7YC in Berlin, wie man in Bild J in dem kleinen Feld „SPATIAL OFFSET“ anschaulich sieht, besteht zwischen diesen beiden Stationen ein Polarisation-Winkel-Offset von – 49 Grad - nicht gerade ideal und ein zusätzlicher Verlustfaktor. Dem nur durch technische Maßnahmen, wie ein „Verdrehen“ des Feeds oder ein Twist im Hohlleiter, beizukommen. JA1WQF hat z.B. solch einen Hohlleiter-Twist von 38 Grad für Empfangsversuche des Signals von W5LUA aus Texas, nach seinem Feed eingebaut. Messung des Sonnenrauschens @ 47 GHz Hier sind die aktuellen „State of the Art“-Werte, gemessen von JA1WQF im Januar 2020 mit dem neuen 2.3dB Vorverstärker an einem 2.4m Cassegrain-Reflektor. > 8.9 dB, Messung Mondrauschen > 0.9 dB Die Zahlen schwanken stark und hängen von
der Temperatur, dem Wasserdampfgehalt der Luft, der Elevation der Antenne
und zahlreichen weiteren Faktoren ab. Da die Empfindlichkeit der Vorverstärker dank des Einsatzes neuer MMIC`s von > 5.0 dB auf unter 2.0 dB NF gesenkt werden konnte ist schon aus diesem Grund ein vollwertiges QSO „sehr nahe“. Eine Leistungssteigerung auf 10 Watt Hf durch den Einsatz neuer GaN IC`s steht kurz bevor und rückt damit den „Traum von 47 GHz EME“ in greifbare Nähe. Wie man dem nachfolgenden Bild entnehmen kann, steigt mit sinkender Rauschzahl und erhöhter Sendeleistung die Wahrscheinlichkeit einer 2-Weg-Verbindung stark an:
….. und hier nochmal zur Erinnerung: Nach der RUZE`s Gleichung ergibt sich: (Zitat: Quelle WIKIPEDIA https://en.wikipedia.org/wiki/Ruze%27s_equation ) Ruze's equation is an equation relating the gain of an antenna to the RMS of the random surface errors. The equation is applicable to parabolic reflector and antennas, and recently extended to phased arrays. The equation is named after John Ruze who introduced the equation in a paper he wrote in 1952.[11] The equation states that the antenna's gain is inversely proportional to the exponential of the square of the RMS surface errors. Mathematically, the equation for parabolic reflector antennas can be expressed as: G ( ε ) = g 0 – 685.81 ( ε / λ )2 (dB) where ε is the surface RMS errors of the reflector, λ is the wavelength, and G 0 is the gain of the antenna (dBi) in the absence of surface errors. …..was nichts Anderes bedeutet als den gemessenen RMS „Surface Error“ durch die Wellenlänge (in mm) zu teilen, ins Quadrat zu setzen und mit 685.81 zu multiplizieren. Bei einem RMS von <0.5 mm an JEDEM Punkt der Reflektorfläche, bedeutet das bei 47.088 GHz schon einen Verlust gegenüber dem IDEALEN Reflektor von 4.22 dB !!! Der Verlust von -4dB @ 47 GHz erniedrigt den theoretischen Wert des Spiegelgewinns von 59 dB auf 55 dB. 60% Wirkungsgrad vorausgesetzt entspricht das einem -3dB Öffnungswinkel von 0.17 Grad. Als Referenz: auf 24 GHz führt der gleiche RMS Surface Error Wert von <0.5mm „nur“ zu einem Verlust von 1 dB gegenüber dem theoretischen Wert des Spiegelgewinns von 53 dB. Das entspricht dann 52 dB / -3dB Öffnungswinkel = 0.35 Grad. Welche Maßnahme bringt was ?? Als Binsenweisheit ist natürlich bekannt, dass mit vergrößerter Reflektorfläche die Empfangsleistung steigt (...die abgestrahlte EIRP natürlich auch ). Daher ist eine größere Spiegelfläche THEORETISCH immer günstiger – aber, die Formtreue (siehe Ruze`s Equiation) muss gewahrt bleiben.
Wie aus Tabelle 6 ersichtlich, ist allein schon die Wahl eines größeren Spiegels für eine ansehnliche Empfangsverbesserung verantwortlich. Noch wichtiger ist, wie vorher ausgeführt, die Präzision des verwendeten Reflektors. Die Kühlung des Vorverstärkers auf 0 Grad (z.B. mit gestockten Peltier-Elementen) kann eine Rauschzahl von 2.1 dB auf Werte um 1.8 – 1.9 dB reduzieren !! Eine aufwändige Kühlung mit flüssigem Stickstoff ist damit nicht mehr nötig (und sinnvoll), da die Mondtemperatur als begrenzender Faktor dominiert.
Mit diesem Wissen tritt die Frage der zur Verfügung stehenden Sendeleistung schon fast in den Hintergrund. Wurde im Jahr 2005 noch von einer benötigten Leistung @ 47 GHz von > 30 Watt ausgegangen, so ergeben heutige Berechnungen sehr viel geringere Werte. Ausgehend von den Rechenwerten des VK3UM EME Performance Kalkulators müsste, bei einem Spiegel-Wirkungsgrad von >60%,
(das passende Feed verwenden) eine Sendeleistung am Feed von 2.5 - 5
Watt ausreichen um zumindest im WSJT Echo-Mode Mond-Reflektionen
aufzeichnen zu können. Supplement – 50 GHz Halbleiter-Rauschquelle (leider in Englisch) IEEE: A Noise Source Module for In-Situ
Noise Figure Measurements From DC to 50 GHz at Cryogenic Temperatures Document Sections Abstract: This letter presents the design and performance of a noise source module for in-situ noise temperature measurements at cryogenic temperatures. The noise source module operates from DC up to 50 GHz and is suitable for measurements of noise temperatures as low as a few Kelvin, achieving a measurement accuracy of about ±1.2 K. The GaAs MMIC used in the module includes a well matched 50 Ω termination with better than 20 dB return loss, a heating element and an on-chip temperature sensor, hence the noise source module can directly be connected to the device under test (DUT) with no additional elements or transitions needed. The measurement can then be taken with standard noise measurement equipment. Noise temperatures as low as 13 K have been measured in Ka-band with this device. Due to the ease of use, the good matching, the extraordinary bandwidth and the less involved calibration technique, the noise source module outperforms the …. References: (1) W1GHZ Antenna Handbook; www.w1ghz.org (2) PREAMP https://www.ommic.com/product_lna/?ref=CGY2260UH%2FC1 (3) 2Watt Amp https://www.qorvo.com/products/p/TGA4046 (2 Watt@47GHz/6V – 2A) (4) 10Watt https://www.ommic.com/datasheets/OMMIC_ADI_PA_CGY2651UH-C1.pdf (5) 12Watt max. http://www.northropgrumman.com/BusinessVentures/Microelectronics/Products/Documents/pageDocs/APN318rev.pdf (GaN 11-12 Watt @ 47 GHz / ) (6) High-Efficiency Feedhorns for Prime-focus Dishes, VE4MA and Chaparral feeds with Septum Polarizers, Paul Wade W1GHZ ©2006, w1ghz@arrl.net measurements by Tommy Henderson WD5AGO wd5ago@arrl.net (7) IEEE: A Noise Source Module for In-Situ Noise Figure Measurements From DC to 50 GHz at Cryogenic Temperatures TNX DL7YC for materials! For ok2kkw.com web edited by OK1TEH |
