Poznámky k článkům o problematice QRO na VKV

(OK1VPZ)

OK1VPZ je konstruktérem a příležitostným contestovým VKV operátorem známé stanice OK2KKW. Problematice QRO na VKV se věnuje více, než 25 let a je m.j. hlavním autorem  transceiveru Sněžka a transvertoru Oškobrh pro 70 cm.

Se zájmem jsem si přečetl diskusi na stránkách Rádiožurnálu o problematice QRO a rušení. V principu musím zdůraznit, že vyjadřuji zásadní souhlas s názory OM3LU. Dovolil bych si jen k jeho relativně zjednodušeným vyjádřením dodat několik poznámek.

Proč QRO ?

Bez výkonů na hranici povolovacích podmínek dnes nelze získat žádné slušné umístění v závodech. Také z principu věci některá spojení (i mimo závody) nelze uskutečnit bez QRO. Příkladem budiž EME, MS, FAI  a.j. Neboť, jak se říká: „Fyziku neohneš". Pokud tedy nechceme trvale zůstat v roli outsiderů (a ocitnout se tak v roli účastníka závodů Formule 1. za volantem Škody 105), nezbyde nám než studovat, porovnávat, měřit, zkoušet a hlavně přemýšlet. Pochopitelně v neposlední řadě také sáhnout hlouběji do kapsy. A obráceně, pokud budeme chtít i nadále v závodě provozovat zařízení typu FT 221, nebo FT 290,  IC 706 apod, měli bychom raději mlčet a nerozčilovat se,  „proč že ti ostatní darebáci  jezdí  tak rychle a jestli by se  jim konečně neměla přistřihnout perka…"

 

Jak na to ?

Protože vzájemné rušení je fyzikální fenomén, zkusme se přidržet rčení o „neohnutelné fyzice" a podívejme se věci na kloub. Vzájemné rušení mezi stanicemi v závodě může mít různé príčiny jak na vysílací straně (obvykle, ale nikoli výhradně na straně stanice s QRO), tak na straně přijímací. V praxi potom jde obvykle o jejich kombinace.

K tomu, abychom pochopili souvislosti, položme si nejprve otázku, jak silný je signál protistanice na našem přijímači:

Jaké jsou fyzikální hodnoty útlumu mezi vysílací a přijímací anténou ?

Antény natočené na sebe: 

Zkuste si představit dvě stanice vzdálené 10 km, každá s anténou o zisku 16 dB , natočené navzájem na sebe, vysílač stanice má výkon 500 W do antény. Jaká bude úroveň na vstupu přijímače ?

Pro šíření ve volném prostoru (obě antény na sebe navzájem vidí a mají volnou první Fresnelovou zónu) platí přibližný vzorec:

Útlum šíření ve volném prostoru je přibližně:   

Au = 20 x ( - 4.622  - log f  - log L)

Kde:  Au je útlum (proto jsou čísla vyjádřena jako záporná) v dB,  f je kmitočet v GHz,    L je vzdálenost v km

Pro 144 MHz a vzdálenost 10 km :  Au = 20 x ( - 4.622  - log 0.144  - log 10) =  20 x ( - 4.622  + 0.842  - 1)  = - 95.6 dB

Potom platí: 

vysílaný výkon + zisk vysílací antény – útlum šíření + zisk přijímací antény = přijatý výkon

dosadíme-li do vzorců, potom (pro výkony v dBm):

57 + 16 – 95.6 + 16 =  - 6.6 dBm

protože úroveň S9 pro VKV zařízení je normována jako 5 uV (na 50 Ohm), což je P = U2/R, tedy  5  x 10 E  -13 W,  tedy v logaritmické míře  - 123 dBW,  resp. –93 dBm

Přijímaný signál je tedy přibližně 87 dB nad S9 ! A to není málo …
                    

 
Antény do různých směrů: 

přijímaná úroveň  se zmenší o útlum antény, nasměrované jinam, tedy například  pro 1 anténu ve směru a druhou otočenou o 90o to může být například o 30 dB méně, tedy  cca S9 + 60 dB.

Srovnání s KV. 

Mnozí „skalní" KV radioamatéři pohlížejí pohrdlivě na VKV obecně a  na VKV závody zvláště. Typické je rčení, že: „copak na  VKV, to teprve na KV, zejména na  40 m večer, to je rušení".  Výše uvedené výpočty je usvědčují z naprosté neznalosti věci. Protože fyzika je jen jedna (a neohneš ji…) platí pro KV totéž, ovšem s několika odlišnostmi:  

a) Na KV se prakticky nikdy nesetkáme s tak silným signálem, jako na VKV. Tento rozdíl je dán tím, že zisky antén na KV jsou typicky o jeden řád (o 10 dB) menší. Proto jsou na KV méně zajímavé takové parametry zařízení, které jsou mimořádně důležité na VKV. Jde zejména o fázový šum oscilátoru vysílače (i přijímače), intermodulace vysílače a stopband přijímače. Výhodou VKV je to, že tak „osudově" silných signálů bývá na pásmu jen velmi málo(typicky jeden až dva).

b)  Na KV se ovšem také setkáváme s mnoha velmi silnými signály (i když ne tak silnými jako na VKV).  Tyto signály jsou ovšem přitom dostatečně silné, aby mezi sebou v přijímacím traktu přijímače intermodulovaly (směšovaly, násobily se atd.) a vytvářely tak další nežádoucí příjmy. S takovou situací se na VKV setkáváme také, ale těchto silných signálů je na KV , na rozdíl od VKV mnoho desítek.  Proto jsou na KV mimořádně důležité jiné parametry přijímače, a to zejména  intermodulační vlastnosti přijímače a šířka pásma krystalového filtru (aby se do intermodulačně mnohem více náchylného mezifrekvenčního zesilovače přijímače dostalo co nejméně neužitečných silných signálů). Neméně důležité je perfektní AVC, které se v této „džungli" silných signálů  podařilo přijímač uregulovat tak, aniž by vznikaly (na zahnuté přenosové charakteristice regulačního prvku) další intermodulační produkty.

Zde je tedy odhaleno, proč KVisté se obvykle tak shánějí na VKV zařízení po knoflíku, které může vypnout AVC, otáčejí knoflík zisku NF zisku na maximum a následně ubírají mezifrekvenční zisk. Potom si stěžují, že na VKV „žádné stanice nejsou, pásmo je hluché a vůbec nemá smyslu zde ztrácet čas"… A opačně, proč VKVista, neznalý praktik KV pásem nechápe, proč na KV zařízení je vůbec vyveden knoflík řízení MF zisku, nebo vypínatelné AVC, když přece  přijímané signály na VKV mají tak extrémně odlišnou úroveň. Nechápe, v čem je výhoda SSB krystalového filtru o šířce 1.8 kHz oproti 2.4 kHz a ptá se nechápajícího kolegy s KV zkušeností, jaký je postranní šum oscilátoru jeho KV transceiveru. Zkrátka: všechno chce své… 

A proto se pojďme raději podívat na jednotlivé technické záludnosti:

Rušení vznikající na straně vysílače:

1)  tzv. „hrubá chyba": 

je bohužel stále jedním z nejčastějších příčin divokého rušení. Patří sem zejména hrubé přebuzení kteréhokoliv zesilovacího stupně, které nemusí být způsobeno jen jeho výkonovou limitací, ale také až nadmíru často limitací proudovou, nebo napěťovou, jako výsledku vysokého PSV na vstupu přídavného PA (takže výstupní zesilovač budiče pracuje v limitaci), nebo špatné PSV antény (potom limituje poslední výkonový zesilovač). Proto jako první je třeba zkontrolovat (kvalitním!) reflektometrem, zda hodnota PSV je menší, než 1.3 a případnou chybu rozhodně co nejrychleji napravit. U elektronkových PA není situace obvykle tak kritická, jako u tranzistorových zesilovačů v transceiverech, kde jsou navíc ještě obvykle zapojeny obvody ALC, které (při vysokém PSV) reagují zcela nevyzpytatelně a mohou ještě signál výrazně zhoršit. Dalším případem „hrubé chyby" je jakékoliv zakmitávání, které se bohužel u nevhodné amatérské konstrukce zesilovačů může vyskytovat poměrně často. Nemusí jít vždy o vf výkonové kmitání, ale nadmíru často jde spíše o relaxování zesilovače, který při jisté úrovni buzení může začít zakmitávat na kmitočtech řádu stovek kHz až jednotek MHz, přičemž tyto relaxační produkty se přelaďují po pásmu v rytmu modulace. Pokud tedy jsme konstruktéry PA, měli bychom si rozhodně zajistit možnost kontroly zesilovacího řetězce na spektrálním analyzátoru a tento druh závady, které způsobují nesprávné tlumivky, nebo vadné blokování, najít a nekompromisně odstranit.  

Další, nezanedbatelnou hrubou chybou je chování operátora. Často se v závodě stává, že v zápalu boje, kdy se nemůže někoho dovolat, se knoflíky regulující výkon otáčí „doprava". Potom se třeba díky vf omezení na výkonovém prvku PA dovoláme, také ručičky na měřácích se tak „nějak lépe hýbají" a tak se takové nastavení nechá až do konce závodu. Jedinou pomocí je v takovém případě zařazení výstupního wattmetru se špičkovým detektorem, aby neměl operátor motivaci v „hýbajících se ručičkách". Toto řešení vřele doporučuji.

2) Nelinearity zesilovacích stupňů: 

Chceme-li vysílat s výkony, přesahujícími jednotky wattů, musíme mít na paměti, že jakýkoli zesilovač v cestě signálu je z fyzikálního hlediska nelineární prvek. A protože při průchodu více, než jednoho kmitočtu (a v lidské řeči je celé spektrum různých kmitočtů) vznikají intermodulační produkty, tedy nové, v původním spektru neobsažené kmitočty, je zde důvod k rušení. Proto je zapotřebí, aby všechny zesilovací stupně pracovaly pokud možno v co nejlineárnější oblasti. Prvním fenoménem nelinearit je přebuzení zesilovače (viz též výše – vliv PSV). Zejména zesilovače s napájením 13.8 V jsou obvykle velmi nelineární, a proto vždy je nutno dodržovat jedno zásadní pravidlo: máme-li na výstup jakéhokoli budiče připojen následující výkonový PA, NIKDY nesmíme budič provozovat při výkonu větším, než je cca 60 % jeho maximálního vf výkonu ! V případě, že je budič napájen z nižšího napětí, než je jeho nominální (např. 11.5 V namísto 13.8 V), nelinearity a tím i výsledné intermodulační zkreslení na výstupu zesilovače se prudce zvětšuje. Pozor tedy při napájení z baterií ! I jen 50 W tranzistorový zesilovač za transceiverem, pokud jsou oba napájeny např.z napětí 11 V polovybité baterie, nadělá na pásmu často více rušení, než 2 kW vf výkonu ze slušného zařízení (rušení není tedy vždy průvodním jevem vysokých výkonů). Abychom tento problém eliminovali, vždy používáme kvalitních stabilizovaných zdrojů a v případě vysílání z kóty, kde není k dispozici elektrický proud, velmi doporučuji použít alespoň jeden přídavný niklkadmiový článek, zapojený v serii s olověným 12 V akumulátorem. 

Kapitolou samo o sobě je otázka vhodného zdroje předpětí výkonového bipolárního vf tranzistoru. Převelice často jsou i u tzv. „profesionálních" PA (např. Mirage apod, které potom  mají uváděny parametry, jako: vstupní úroveň 1 až 5 W, výstupní výkon 100 W apod. ) zapojeny tyto obvody velice primitivně, jen s odporem a diodou. Tyto zdroje předpětí mají vnitřní odpor až stovky ohmů, což má za následek, že vf tranzistor, který si na přechodu B-E část  budicího výkonu usměrní, se sám přesunuje do třídy C a stává se tedy vhodným jen pro provoz  FM. Vnitřní odpor zdroje předpětí lineárního zesilovače (pro bipolární tranzistor) MUSÍ být řádu jednotek ohmů, tak aby byl schopen bázi udržet na konstantním potenciálu a zajistit, aby tranzistor nadále pracoval ve třídě AB. Nemá-li váš PA vhodný zdroj předpětí, vřele doporučuji jej nahradit osvědčeným zapojením, uvedeným zde (použitém např. v PA transceiveru Sněžka).  Nelinearitami zesilovače způsobené intermodulační produkty mají tento mechanismus vzniku:

pro 2 budicí signály f1 a f2

f 3a  =  (2x f 1) – f 2                             f 3b  = (2x f 2) – f 1

f 5a  = (3x f 1) – (2 x f 2)                      f 5b  = (3x f 2) – (2x f 1)

f 7a  = (4x f 1) – (3 x f 2)                      f 7b  = (4x f 2) – (3x f 1)

f 9a  = (5x f 1) – (4 x f 2)                      f 9b  = (5x f 2) – (4x f 1)

atd.   

Jsou-li tedy kmitočty f 1 a f 2 např. 144.300 a 144.301 MHz (hovorový signál), jsou výsledné produkty:

f 3 a  = 144.299, f 3b = 144.302, f 5 a  = 144.298, f 5b = 144.302, f 7 a  = 144,297

atd.

Pochopitelně intermodulační produkty vyšších, než zde vypočtených řádů mají nižší úroveň, ale protože jsou více vzdálené od provozního kmitočtu, mohou
být stále zdrojem intenzívního rušení. A to o to více, je-li zdroj předpětí tranzistoru výkonového zesilovače s vyšším vnitřním odporem, protože potom tyto intermodulační produkty neubývají tak rychle. Často lze dokonce uměle sníženým klidovým proudem zlepšit intermodulační produkt 3. řádu, ovšem na úkor směrnice, s jakou ubývají intermodulační produkty vyšších řádů. No a protože americký FCC předepisuje pro amatérská SSB zařízení, že intermodulační produkty 3 řádu pro nominální PEP výkon musí být alespoň 30 dB, je neštěstí hotovo, protože aby si příslušný (obvykle šikmooký konstruktér) zlepšil intermodulace 3 řádu (a tak např. aby namísto 80 W výkonu mohl deklarovat 100 W výkonu PA) , zvolí takový zdroj předpětí, že sice zlepší produkty 3 řádu o 2 dB, ale současně zhorší např. produkty 9 řádu o 10 dB ! V amatérské praxi nás však  tak nebolí „blízké" intermodulační produkty ale právě ty „slabé" a kmitočtově „vzdálené". Proto je rekonstrukce zdroje předpětí obvykle zcela na místě (poznámka: vnitřní odpor zdroje předpětí ovšem nemá vliv na intermodulace výkonových FETů – ty jsou však obvykle napájeny z vyššího napětí, než 12 V). Vhodný zdroj  předpětí navíc zlepšuje výkonový zisk zesilovače s bipolárním tranzistorem, protože tranzistor se již nepřesouvá do třídy C, kdy jeho výkonový zisk klesá, což s výhodou využijeme, protože nám bude stačit nižší výkon budiče, který tak bude pracovat v lineárnějším režimu.

V závodní praxi „na kopci" to potom vypadá tak, že zatímco třeba  právě intermodulační produkt (např.) 147 řádu (vzdálený desítky kHz od vysílaného kmitočtu) je u jednoho zařízení potlačen například o 140 dB a tedy podle výše uvedených výpočtů, pokud na sebe nejsou antény sousedících stanic právě přímo natočeny, téměř nevadí, u jiného zařízení, které má ve vysílacím řetezci zapojen jako budič tranzistorový zesilovač pro napájení 13.8 V, napájený však z autobaterie 11.5 V, navíc vybavený primitivním zdrojem předpětí, nebo pracující do nepřizpůsobeného vstupu koncového PA, může tento intermodulační produkt být potlačen jen třeba o 90 dB, což na straně přijímače ve vzdálenosti 10 km vyvolá rušení S 5, ať je anténa  přijímače natočena „kamkoliv"…

Měření a nastavování optimalizace výkonových zesilovačů výrazně překračuje rámec tohoto článku poznámek – zájemci se mohou podívat na naše webové stránky (www.qsl.net/ok2kkw), kde je umístěna kopie pojednání na toto téma, zveřejněná autorem již v roce 1987 ve VKV sborníku ze setkání na Klínovci.

Nemáme-li tedy spektrální analyzátor a vícetónový generátor pro kontrolu intermodulačních zkreslení, neměli bychom v žádném případě zanedbat alespoň zásadní měření, a to určení komprese výkonového zesilovacího řetězce. Při tomto měření omezíme buzení do budiče např. o 10 dB a po jednom dB přidáváme. Současně měříme výstupní výkon. Ten by měl růst lineárně až v jednom okamžiku krok o 1 dB na budicí straně vyvolá přírůstek např.  jen o 0.8 dB na výstupní straně. Další krok o 1 dB na straně buzení způsobí přírůstek např. o 0.5 dB na výstupní straně atd. Pokud se výstupní výkon (celého zesilovacího řetězce) odchýlí od lineárního přírůstku právě o hodnotu 1 dB, zjistili jsme maximální použitelný výkon, který můžeme použít pro provoz SSB ve VKV závodech (tento výkon je obvykle asi o 20 % menší, než jaký se udává výrobcem). Je jen na nás jak zajistíme, aby zesilovací řetězec vždy pracoval „krotce" a nebyl  v závodě nikdy provozován s vyšší mírou komprese, která má za následek nepřijatelnou produkci intermodulačního rušení.

Tato zkouška komprese odhalí obvykle jak nevhodný zdroj předpětí, tak i možné nestability, či kmitání v zesilovacím řetězci, a to tehdy, pokud  výstupní výkon roste v některé fázi zkoušky rychleji, než budicí výkon. Pokud se nám takový jev projeví, je třeba si zajistit měření na příslušně vybaveném pracovišti a problém odhalit.
 
Nemáme-li možnost nastavovat buzení přesně po 1 dB, jednoduše si pomůžeme dvěma vf sondami na vstupu a výstupu zesilovače (malý kondenzátor, dioda, digitální voltmetr) a naměřené napětí vynášíme na milimetrový papír. Takto získané body spojíme a pokud se nám začne přímka, spojující tyto body ohýbat, je bod komprese zesilovacího řetězce odhalen…

3)  Širokopásmový šum vysílače:

Jak známo, každý obvodový prvek, zahřátý na teplotu vyšší, než je teplota absolutní nuly, šumí. To platí o to více pro aktivní zesilovací prvky použité ve vysílacím řetězci zařízení. Jestliže je SSB signál vygenerován  s použitím krystalového oscilátoru, který potlačuje spolu s nežádoucím druhým postranním pásmem také ostatní okolí, můžeme se na vysílač podívat tak, že jde dále již jen o řetězec relativně širokopásmových zesilovačů  (v rámci jednoho radioamatérského pásma), které zesilují signály počínaje například úrovní cca 0,1 mW  (tedy –10 dBm) a konče například téměř 1 kW (tedy + 60 dBm). Zesilovací řetězec má tedy v tomto případě zisk 70 dB a pokud (úmyslně, pro jednoduchost) zanedbáme šum následujících stupňů, bude mít první zesilovací stupeň s větším ziskem (např. tranzistor následující po krystalovém filtru) zásadní roli při produkci širokopásmového amplitudového šumu vysílacího řetězce. Například v zesilovacím stupni s tranzistorem o šumovém číslu 10 dB (mf zesilovač za filtrem, nebo směšovačem nebývá šumově optimalizován), který zpracovává signál 0.1 mW bude vyprodukován vlastní šum zesilovače  přibližně na úrovni  - 130 dBm (uvažujeme šířku SSB filtru 2.4 kHz) . Protože však  užitečný signál je –10 dBm, bude odstup signál/šum jen 120 dB ! Tedy v modelovém případě, uvedeném  výše, bude na přijímači stanice ve vzdálenosti 10 km možno detekovat šum o úrovni cca  S5 po celém pásmu, pokud budou antény vysílače a přijímače natočeny „na sebe"!

V praxi to vypadá tak (a tento způsob závady se tímto způsobem rozezná), že protistanice nejvíce šumí, pokud sice má zaklíčovaný vysílač, ale nevysílá žádný výkon (např. operátor nemluví do mikrofonu). Pokud vysílá, začnou působit obvody ALC, které sníží dosahovaný zisk vysílacího řetězce a na straně přijímače začnou u tak silného signálu působit i jiné druhy rušení, které znemožní rozpoznání širokopásmového šumu vysílače. Přesto dokáže širokopásmový šum na pásmu pěkně „otravovat", a proto bychom jeho projevy měli znát.

Z tohoto případu je také vidět, že je mimořádně vhodné, aby konstruktér navrhoval vysílací řetězec tak, aby nepracoval se zbytečně malými výkony kdekoliv ve vysílací cestě, zejména aby krystalový filtr byl pro produkci signálu SSB co nejvíce vybuzen, ale také aby například směšovač transvertoru KV/VKV nebyl pasivní, (naříklad diodový) a nemuselo se proto za ním zbytečně zesilovat a aby na stupních které zpracovávají nejmenší výkony se používaly výhradně nízkošumové tranzistory ve vhodném zapojení.
_____________________________________________________________________________

Zde v tomto místě přerušujeme tento článek, abychom vyčkali, až vyjde ve výše uvedeném časopise další pokračování. V dalších pokračováních se budeme věnovat následujícím záležitostem:

4)             Fázový šum oscilátoru vysílače

5)             vf vazby – vnikání vf energie z antény do zesilovacího řetězce

6)             Kliksy při CW provozu

7)             spínané zdroje

8)             počítače na vysílacím stanovišti

9)             přebuzení vysílače přídavnými obvody

10)           konstruktérská doporučení

 

Část druhá – požadavky na přijímače:

1)             minimální rozeznatelný signál

2)             stopband přijímače

3)             blokování vf zesilovače přijímače

4)             intermodulační odolnost přijímacího řetězce

5)             fázový šum oscilátoru přijímače

6)             obvody AVC

7)             nízkofrekvenční zesilovač

8)             „exotické" druhy rušení 

9)              konstruktérské doporučení