|
JAK PRACUJE PARAMETRICKÝ ZESILOVAČ? [1960] NOVÉ ZPŮSOBY PŘÍJMU NA VKV S MINIMÁLNÍM ŠUMEM Antonín Glanc, OK1GW
Článek je rozdělen do dvou částí a obsahuje tyto kapitoly: I 1. Úvod. I. 1. Úvod Jedním z hlavních požadavků na dobrý přijímač pro velmi krátké vlny je malý šum, který má přímý vliv na citlivost. Výzkumy na poli nízkošumového zesílení vstupují v poslední době do nového a významného stadia. Nejen že se zlepšují vlastnosti klasických zesilovačů s elektronkami, ale současně jsou předmětem výzkumu takové metody zesílení, které pracují na úplně nových principech a elektronek nepoužívají. Dosavadní výsledky s těmito novými druhy přijímačů ukazují, že „ideální přijímač“, tj. takový, který sám nepřispívá k zvyšování hladiny šumu, pře stává být jen pouhým termínem. I. 2. Nové druhy zesilovačů pro velmi vysoké kmitočty V této kapitole budou stručně uvede na dvě zařízení, která sice v amatérské praxi nemají použití pro svou nákladnost a specifické vlastnosti, ale poslouží k dalšímu výkladu reaktančních zařízení a nakonec k jejich vzájemnému po rovnání. Maser (microwave amplification by stimulated emission of radiation [1] [2]. Princip mikrovlnného zesílení se stimulovanou emisí záření si vyložíme po dle obr. 1.
Permaktronu se používá jako nízkošumového zesilovače v pásmu od 1500 do 50 000 MHz. Jak je zřejmé, jeho hlavní výhodou je schopnost zesilovat ve velmi širokém pásmu kmitočtů. Činnost permaktronu se zakládá na využívání střídavých účinků mezi elektronovým svazkem a postupující elektromagnetickou vlnou. Má-li nastat střídavé působení mezi elektronovým tokem a elektromagnetickou vlnou, je nutné, aby jejich rychlosti byly přibližně stejně velké. Protože elektrony mají pro svou hmotu rychlost nižší, musí být uměle snížena fázová rychlost elektromagnetické vlny. To obstará spirála jako zpožďovací vedení kolem elektronového svazku (obr. 2). Vysokofrekvenční elektrické pole, které vzniká uvnitř spirály, odpovídá přibližně rychlosti elektronů ve svazku. Pak můžeme synchronizovat, elektronový svazek pomocí vhodného urychlovacího napětí (1 kV). Za těchto okolností vzniká vlivem pole vlny takzv. hustotní modulace. Zvolíme-li nyní pro elektrony o něco větší rychlost než pro šíření vlny ve směru osy spirály, nastává situace, kdy se elektronové shluky pohybují stále v poli vlny a tím jí předávají svou kinetickou energii. Amplituda vlny na zpožďovacím vedení tím exponenciálně vzrůstá. Zesilovače s permaktrony mají šumové číslo velmi nízké, ale účinnost jen 5 až 20 %.
Tyto dva příklady ukazují, že při řešení problému zesilovačů s nízkým šumovým číslem se opouštějí klasické metody elektroniky a v nových zařízeních jsou uplatňovány teorie kvantové mechaniky. Konečně se dostáváme k zařízení, které může mít velký význam v amatérském užití. Jsou to reaktanční zařízení, která jsou známa v různých provedeních a pod různými jmény, jako např. MAVAR nebo parametrický zesilovač. Výraz mavar (microwave amplification by variable reactance) není zcela na místě pro použití na VKV a proto se raději přidržíme názvů „reaktanční zařízení“ nebo ‚,parametrické zesilovače“. V praktickém provedení mohou tato zařízení pracovat buď jako konvertory, nebo zesilovače. Těmito dvěma analogiemi se budeme zabývat v následujícím výkladu. I. 3. Princip reaktančních zařízení [3], [4], [5] Na obr. 3 je znázorněn paralelní rezonanční obvod. Nyní si představme, že jedna desková elektroda kondenzátoru, řekněme horní, může být mechanicky vzdalována a opět přibližována k desce spodní, čili kapacita takového kondenzátoru by se měnila. Nyní připojme na svorky rezonančního obvodu slabý signál fs, jehož kmitočet bude shodný s rezonančním kmitočtem obvodu (obr. 4, křivka a). Tím zavedeme sinusovou změnu napětí a také náboje na kondenzátor. Měňme nyní polohu horní desky kondenzátoru v určité časové závislosti na kmitočtu a to tak, že desku zvedneme vždy v tom okamžiku, kdy amplituda signálu f dosáhne maxima. Při průchodu signálového kmitočtu nulou vrátíme desku zpět do původní polohy. Z průběhu b na obr. 4 je patrné, že v jednom cyklu signálového kmitočtu je deska vždy dvakrát ve své základní po loze a dvakrát v poloze horní. To tedy znamená, že změna kapacity se děje při dvojnásobku signálového kmitočtu. Bude nás nyní zajímat, co má toto „pumpování“ kondenzátorem za následek a co se stane se vstupním signálem v obvodu. To nám ukazuje průběh c na obr. 4. Z průběhu napětí je zřejmé, že slabý signál se v každém maximu zvyšuje a vychází zesílen. K zesílení dochází na základě rovnice p náboj na kondenzátoru Q = C . V, kde Q je náboj kondenzátoru C je kapacita kondenzátoru a V okamžité napětí. Maximum amplitudy signálu fs odpovídá určitému náboji na deskách kondenzátoru. Oddálením desek v prvním maximu signálu klesne náhle kapacita kondenzátoru C, což má za následek prudké stoupnutí napětí V, jak ukazuje bod 1 na průběhu c obr. 4. Při průchodu fs nulou desku kondenzátoru vracíme do základní polohy a tedy i kapacita kondenzátoru stoupne na původní hodnotu. V následujícím maximu napětí fs (dolní) zvednutím desky kondenzátoru se opět napětí zvýší (bod 2) a tak dochází k stálému růstu střídavého napětí v obvodu, čili slabý signál bude při každém cyklu zvětšen a vyjde zesílen. Podíváme-li se na zesílení po
energetické stránce, vidíme, že k zesílení
dochází přispěním mechanické energie, které bylo zapotřebí k oddalování
desky nabitého kondenzátoru. Nepostačil-li tento výklad dostatečně k objasnění, ukážeme si princip zesílení na mechanickém modelu [5]. Za paralelní rezonanční obvod budeme zde považovat spirálové pero a kolečko, tedy zařízení, které se např. v hodinkách nazývaná nepokoj. Jestliže se náhle cd nepokoje odebere mechanický náhon, potom nepokoj kmitá v tlumených kmitech, jak ukazuje průběh a na obr. 5. Změkčíme-li náhle při prvním., průchodu nulou spirálové pero, tj. zmenšíme-li silně jeho pružinovou konstantu H, natočí se nepokoj do mnohem většího uhlu; jinými slovy amplituda kmitu se zvětšila. Vrátíme-li nyní v bodě obratu spirále opět její původní tvrdost, prochází setrvačná hmota nulou při zvýšené rychlosti. Změkčením pera v nulovém bodě zvýší se ještě více příští amplituda atd. (obr. 5křivka b). Vraťme se nyní opět k obr. č. 4. Je zřejmé, že není-li „pumpování“ kondenzátorem správně sfázováno, může být signál při každém cyklu zeslaben. To ovšem nemůžeme potřebovat. Po našich teoretických úvahách bychom tedy řekli, že k zesílení může dojít jedině za předpokladu správného svazováni takzv. pumpovacího kmitočtu se signálovým. Naštěstí experimentální výsledky ukázaly, že za určitých podmínek fázový problém nevzniká. Zdá. se tedy, že máme na dosah ruky vytoužené zařízení, které nebude mít nevýhody dosavadních zesilovačů. Tohoto zařízení můžeme využít za předpokladu, že vůbec najdeme součástku, která se podobá shora uvedenému kondenzátoru, jehož kapacita muže byt měřena při radiových kmitočtech. Za jistých pracovních podmínek splňuje tento požadavek polovodičová dioda. I. 3. Polovodičová dioda jako nelineární kapacita Není jistě bez zajímavosti zopakovat si cestu, jíž se ubíral vývoj odvětví krystalických pevných látek, které dnes nazýváme polovodiče. Byly to krystalové detektory, tedy polovodiče, které před více než třiceti lety stály na místě dnešních elektronek. Díky elektronice a vyspělé technologii přišla doba, kdy polovodivé krystaly opět nahrazují elektronky. Je to proto, že v řadě případů mají zapojení s polovodiči takové vlastnosti, jakých není možno s elektronkami dosáhnout. Příkladem za všecky je právě parametricky zesilovač. Abychom správně‘ pochopili funkci krystalové diody v parametrickém zesilovači, bude nutné si vysvětlit, k jakým. pochodům v diodě dochází.. Dosavadní praxe ukázala, že plošné diody se pro naše účely zdají byt užitečnější a jsou také jednodušší pro výklad [6], [7]. Jak křemík, tak germanium existuji ve dvou samostatných formách, které označujeme jako p-typ a n-typ. p-typ obsahuje volné kladné náboje, kdežto n-typ obsahuje, volné záporné náboje. Jestliže je kus p-typu pevně připojen ke kusu n-typu, nazýváme toto uspořádání plošnou diodou.
Připojíme-Ii nyní kladné napětí na stranu p a záporné napětí na stranu n, odpuzují se volné náboje z kanců diody a posunuji se směrem ke styčnému rozhraní (obr. 6, a). To má za následek výměnu nábojů, tedy vlastně svod (dioda vede) . Jestliže však změníme polaritu napětí na obou koncích plošné diody ( tj. na p stranu záporný a n stranu kladný pól), volné náboje se rozestupují a vzdaluji se na obe strany od styčné plochy, při čemž vzniká neutrální oblast a není již možná výměna nábojů, jako tomu bylo v prvém případě (obr 6b, dioda nevede). Zaměřme nyní pozornost na evakuovanou oblast,
která vznikla předpětím.
Tato oblast může
Z obrázku vidíme, že kapacitu diody je možné měnit napětím v rozmezí od 2 pF do 9 pF. Rozdíl napětí mezi těmito dvěma hodnotami činí cca 30 V. Jak jsme si v první části článku ukázali, je k činnosti parametrického
zesilovače nutné, aby se kapacitní prvek v rezonančním obvodu měnil (byl
pum pován) předem určeným kmitočtem. To se v praxi děje vf napětím, zavedeným do obvodu z VKV generátoru. V terminologii reaktančních zařízení se
pro toto napětí ustálil název „pumpovací napětí“. Režim diody se upravuje
v praxi tak, že s předpětím se nastaví pracovní bod - počáteční hodnota
kapacity a velikostí rozkmitu pumpovacího napětí z generátoru se nastaví
kapacitní změna. Obr. 8 ukazuje takovou napěťovou závislost kapacity u
plošné křemíkové diody typu p-n. (tzv. VARACTOR), velmi vhodné pro naše
účely. Amplituda pumpovacího napětí zde byla 1 V a celková změna kapacity
přitom činila l,8pF. Některé napěťové závislosti kapacity, naměřené na
sovětských typech polovodičových diod, najdeme v literatuře [8]. Konstrukční
provedení plošné křemíkové diody pro reaktanční zařízení ukazuje obrázek
9. C zde představuje vlastní nelineární kapacitu. C je kapacita, která je dána malým kontaktním potenciálem, který existuje mezi dvěma různými substancemi, tedy materiálem n-typu a p-typu. Velikost tohoto vlastního napětí diody je okolo 0,7 V a svou velikostí prakticky určuje horní mezní kapacitu diody. Rs je sériový odpor diody a pohybuje se v rozmezí od 0,8 do 5 Ω. U plošných diod, které mají být po užity jako nelineární kapacita v zesilovačích, měříme ještě Q, které je omezeno právě sériovým odporem. Q vypočteme ze vztahu Q = 1 / (2 π f Rs C ~) Pro správný chod parametrického zesilovače musíme hledat vždy diodu s pokud možno nejvyšším Q. Nízké Q diody zhoršuje celkové Q rezonančního obvodu a zvyšuje šumové číslo přijímače. Q diod, které byly použity v parametrických zesilovačích, se pohybovalo kolem hodnoty 150. Při kmitočtech pod 200 MHz je možno použít plošných křemíkových diod, které mají Q kolem 80. V první části článku jsme se seznámili s výhodami a možnostmi, které nám může dát parametrické zesílení. Jestliže jsme správně pochopili princip zesilování a funkci polovodičové diody v rezonančním obvodu, můžeme nyní přistoupit k výkladu obvodů těchto zesilovačů. Vlastní princip zesilování, které dnes nazýváme parametrickým, není nový. Již v roce 1883 byl tento akumulační proces studován Angličanem Rayleighem a teprve v poslední době, v honbě za zesílením s minimálním šumem, byl „znovu objeven“. To bylo podnětem k mnoha teoretickým pracem a úvahám. Optimistické předpovědi byly potvrzeny již na prvních pokusných zesilovačích, které byly vesměs konstruovány pro pásma decimetrových a centimetrových vln. Např. první zesilovač, navržený Heffnerem [9] pro 1200 MHz, měl šumové číslo 4,8 dB a zisk 40 dB při šíři pásma 1 MHz. Tento případ je zajímavý hlavně z toho důvodu, že se nejvíc přibližuje našim dnešním možnostem. Germaniová dioda, která zde byla použita, měla totiž velmi nízké Q = 30. S jakostnějšími diodami se v současné době v podobném uspořádání dosahuje šumových čísel kolem 0,5 dB. Jestliže pro realizaci těchto zařízení nad 1000 MHz je dnes již dostatek podkladů [10], není tomu tak pro použití těchto principů na metrových vlnách. Periodické změny reaktance lze ovšem dosáhnout i jinými, většinou však složitějšími způsoby. Bude nutné vrátit se časem k těmto metodám ve zvláštním článku. V následujícím výkladu zesilovačů velmi krátkých vln se budeme zabývat takovými obvody, jejichž reaktance je měněna změnou kapacity polovodičově diody. Z uvedeného vyplývá, že v širším pojmu je možné tato zařízení nazvat „reaktanční zařízení“.
a) přímý zesilovač Na obr. 11 je schéma přímého zesilovače s jedním obvodem. Jestliže jsme pochopili princip podle I. 3. [11], na první pohled poznáme, že paralelní rezonanční obvod Od s neobvyklým proměnným kondenzátorem U (varactor) je akumulační obvod diody. Je napájen z vnějšího zdroje pumpovacího kmitočtu fp. K obvodu Od je přiřazen málo tlumený paralelní rezonanční obvod O1. Tento obvod je naladěn kapacitou C1 na kmitočet signálu fs, který má být zesílen. Z obvodu O1 odebíráme potom také zesílený signál fo. Tedy obvod O1 zde slouží jak pro vstupní, tak pro výstupní signál. Takovýto zesilovač pracuje se dvěma kmitočty, a to fs a fp. V prvním přiblížení předpokládejme, že pumpovací kmitočet f je přibližně
dvojnásobkem signálového kmitočtu fs. V tomto uspořádání vzniká diferenční
kmitočet, který je rozdílem kmitočtů fp-fs. Tento kmitočet, který je zde
označen f je v daném případě skoro shodný s kmitočtem signálu fs a je tedy
přítomen ve vstupním tanku. Přijímač, který připojíme k tomuto zesilovači,
můžeme naladit buď na kmitočet fs nebo na fo, které jsou přibližně stejně
silné, pracuje-li zesilovač s dobrým ziskem (tj. není-li fp příliš odlišná
od dvojnásobku fs). Z kmitočtového rozložení podle obr. 12 je zřejmé, že
naladíme-li přijímač na kmitočet fo, pracuje zesilovač vlastně jako
konvertor. Skutečnost, že fs i fo se objevují na výstupu zesilovače jako
dva různé signály s malým odstupem, by v praxi mohlo způsobovat mnoho
interferencí na takovém pásmu, kde pracuje více stanic (145MHz). Uvedené nevýhody se dají naštěstí odstranit posuvem pumpovacího kmitočtu fp do oblasti vyšších kmitočtů. Tato úprava posouvá zároveň diferenční kmitočet a obraz signálu se již nemůže objevit ve vstupním obvodu (obr. 13). Při výkladu zesilování jsme si ale ukázali, že má-li dojít k zesílení, je nutné do držet fázové poměry fp ku fs. Rovněž tak diferenční kmitočet, který bude součastně s fp posunut daleko výše než je dvojnásobek fs, nemůže nám nyní pomoci při zesílení, dokud nebude nějakým způsobem využit a „uložen do obvodu“. Toto se stane přidáním dalšího obvodu, který je naladěn na diferenční kmitočet fd (obr. 14). Vznikl tak dvouobvodový zesilovač, pracující se třemi kmitočty: fa, fp, a fa, při čemž kmitočet fp je součtem fs + fa. Obvody O1 a O2 jsou vázány přes kapacitu diody, která se mění kmitočtem fp. Směšovací působení proměnného kondenzátoru (diody) a konverzní pochody způsobují, že napětí, které vzniká na obvodu O2, se samočinně nastavuje v takové fázi, že kondenzátor je pumpován právě tak, aby akumulační obvod Od odevzdal energiI potřebnou k zesílení signálu vždy v pravý okamžik. Velikou výhodou tohoto zapojení je to, že vnější zdroj pumpovacího kmitočtu není třeba stabilizovat krystalem. Zesílený signál fo se odebírá i zde ze vstupního obvodu O1. Jak si později ukážeme, je možné použít i druhého diferenčního kmitočtu fa‘ = fp - fs, čímž vznikne zesilovač se třemi obvody a čtyřmi kmitočty, jehož kmitočtové rozložení je patrné z obr. 13.
b) horní konvertor Přemístíme-li vazební smyčku pro výstup z obvodu O1 do obvodu O2 a ladíme-li tento na maximální zisk, dostáváme směšovač, který zároveň zesiluje (obr. 16). Na výstupu dostáváme signál fp + fs (nebo fp - fs) a kmitočet signálu fs se odděluje až v dalším krystalovém směšovači pomocí kmitočtu fp. To samozřejmě předpokládá velmi stabilní zdroj pumpovacího kmitočtu fp. Kmitočtové rozložení na obr. 17 ukazuje dva možné případy horní konverze. Kmitočet zdroje fp je i zde posunut do oblasti vyšších kmitočtů. Horní konvertor s kmitočtovým rozložením podle obr. 17a je regenerativní a lze s ním dosáhnout vyšších zisků než při použití druhého diferenčního kmitočtu fa‘ (obr. 17b). Celkové šumové číslo soustavy je dáno výrazem F= F1 + (F2 - 1) / G1 kde F1 = šumové číslo zesilovače (konvertoru) Skupinové zapojení přijímací aparatury s horním konvertorem je na obr. 18. c) dolní konvertor Zvolíme-li kmitočet pumpovacího napětí fp jen málo odlišný od kmitočtu signálu, dostaneme tzv. dolní konvertor. Obvody tohoto konvertoru jsou v podstatě stejné jako u předchozího zařízení. Také zde existují dva možné případy řešení, jak ukazuje rozložení kmitočtů na obr. 19a, b. Řešení podle typu b je opět regenerativní a dává větší zisk. Oproti horní konverzi je celková přijímací aparatura jednodušší proto, že kmitočet výstupního obvodu O2 je volen tak nízký, aby mohl být dolní konvertor zapojen přímo k běžnému komunikačnímu přijímači. Tak jako horní, tak i dolní konvertor vyžaduje stabilní kmitočet pumpovacího napětí. Skupinové schéma zařízení s dolním konvertorem je na obr. 20. Proces konverze u obou uvedených typů konvertorů se liší od normálního diodového směšovače dvěma zvláštnostmi. Dioda zde funguje jako čistá kapacita a tedy nepřispívá k šumu. Naproti tomu krystalový směšovač je sám zdrojem termálního šumu. Za druhé u směšovače s proměnnou kapacitou vždy dosáhneme nějakého zisku oproti normálnímu krystalovému směšovači, kde výstupní výkon je vždy menší než vstupní. Přesto s oběma druhy konvertorů nebylo zatím dosaženo uspokojivých výsledků. Šumové číslo nekleslou 145 MHz nikdy pod 2 dB. Vzhledem k tomu, že s dobrými elektronkovými konvertory se dá dosáhnout šumového čísla 2,5-3 dB, nenabízejí konvertory zatím žádné zlepšení. Mimoto jsou nákladnější a vyžadují velmi stabilní zdroj pumpovacího kmitočtu. Shrneme-li vlastnosti uvedených za pojení, vidíme, že nejlepších výsledků lze dosáhnout s přímým minimálně dvouobvodovým zesilovačem. Dosahuje pěkných zisků při velmi nízkých šumových číslech a nemá přitom zvláštní nároky na stabilitu. Tyto praktické výsledky nás nutí zabývat se nejprve přímými zesilovači, při čemž za základ vezmeme pracující model W6AJF [12], který bude popsán v následující kapitole. II. 6. Parametrický zesilovač pro 145 MHz Zesilovač je řešen jako koaxiální čtvrtvlnná linka v boxu čtvercového profilu. Tato konstrukce e oproti cylindrické výhodnější hlavně proto, že stěna může být řešena jako odnímatelná. Impedance cylindrické koaxiální linky se vypočte podle známého vzorce Z = 138 log D/d a je ho možno použít i pro čtvercový profil, při čemž je impedance takovéto linky o 10-15 % vyšší. Při zachovaní rozměrů podle obr. 22 je impedance linky 140 Ω.
Popisovaný zesilovač pracuje se čtyřmi kmitočty a to jsou: kmitočet signálu fsm kmitočet vnějšího zdroje fp (pumpovací) a dva kmitočty diferenční (fd,fd‘), které odpovídají součtu a rozdílu fs a fp. Tedy je-li pumpovací kmitočet vnější ho zdroje 475 MHz, potom při 144 MHz ladíme první diferenční obvod na fd = 475 MHz + 144 MHz = 619 MHz. Druhý diferenční kmitočet fd‘ = 475 MHz- 144 MHz = 331 MHz. Rozložení kmitočtů v zesilovači ukazuje obr. 21. Paralelní rezonanční obvody pro čtyři kmitočty zesilovače jsou řešeny tak, že k rezonanci vždy užívají části čtvrtvlnné linky jako indukčnosti, ke které je v určitém místě paralelně při řazena kapacita. Místo připojení každé proměnné kapacity musí být voleno přesně a to tak, aby neovlivňovalo ostatní rezonance čtvrtvlnné linky a Q vstupního obvodu (obr. 22). Body pro připojení pístových trimrů, kterými je zesilovač laděn, byly vypočteny pro křemíkovou diodu, jejíž pracovní bod (nulová poloha kapacity) byl nastaven na 6,6pF (viz 1.4). Při použití vyšší nebo nižší hodnoty se poměry na lince změní. Koaxiální linka rezonuje tedy po vy ladění pístovými trimry na kmitočtech:
144, 331, 475 a 619 MHz. Do krátké části vnitřního vodiče linky je
zavedeno vf napětí pro diody a tento je kondenzátorem 1-10 pF vyladěn na
rezonanční kmitočet vnějšího zdroje. Dioda je od dlouhé části vnitřního vodiče oddělena kondenzátorem 500 pF vzhledem k nutnosti připojení ss napětí v bodě A. (Zde je výhodné použít průchodkového kondenzátoru, který je zapuštěn do vnitřního vodiče. Přívod ss napětí může být pak veden i s tlumivkou středem vnitřního vodiče.) Vstupní a výstupní vazební smyčky jsou stejné a jsou umístěny protilehle u dolního konce zesilovače. Nastavení optimální vazby se provádí keramickými trimry. Pro vstup, výstup a přívod pumpovacího napětí bylo použito koaxiálních koncovek. Při konstrukci se doporučuje, aby alespoň čtvercová čela boxu byla z měděného plechu a vnitřní vodič linky připájen. Pro ostatní části vyhoví leštěný hliníkový plech. Vnitřní vodič může být podepřen jakostním izolantem. Generátor vnějšího kmitočtu fp není třeba třeba stabilizovat krystalem. Jednoduchým oscilátorem s paralelní linkou dosáhneme dostatečné stability. Kmitočet pro tyto účely by měl být měnitelný od 450 do 500 MHz. Výkon generátoru (stačí 1/2 W) se řídí podle vlastností diody a jeho velikost lze měnit různými způsoby (nejlépe plynulým řízením anodového napětí) Nastavování: Za pomoci šumového generátoru, připojeného nejprve k přijímači (konvertoru), který bude použit za parametrickým zesilovačem, nastavíme nějakou vztažnou hodnotu šumu. Potom zapojíme zkoušený zesilovač do koaxiální linky mezi šumový generátor a přijímač. Zatím ještě ale nezapojíme vnější pumpovací zdroj a ladíme trimrem pro 144 MHz na maximální šum. Rovněž tak upravujeme vstupní a výstupní vazbu. Potom připojíme pumpovací generátor. Příkon generátoru nezvyšujeme nad 1/2 W, abychom nezničili diodu. Obvod diody a diferenční obvody ladíme střídavě tak dlouho, až dosáhneme se zesilovačem nějaký zisk hodnotě šumu. Připojením antény ke vstupu zesilovače může dojít (vlivem impedančního nepřizpůsobení) k rozkmitání zesilovače apod. Obyčejně stačí doladění vstupního obvodu a vazby, aby bylo opět vše v pořádku. Výsledky měření W6AJF, který zkonstruoval stejné zesilovače i pro 220 a
432 MHz, potvrzují velmi dobré vlastnosti těchto zapojení. Na 432 MHz
bylo dosaženo snížení šumového čísla o 3 dB oproti výbornému konvertoru s
elektronkou 416B. Parametrický zesilovač pro 220 MHz měl šumové číslo
rovněž o 3 dB nižší než velmi dobrý konvertor s elektronkou 417A. U
zesilovače pro 144 MHz bylo naměřeno šumové číslo pod 1 dB, při čemž šíře
pásma, ve které byla tato hodnota naměřena, byla 0,5 MHz. Použitím vyššího
pumpovacího kmitočtu se tato hodnota ještě dále snižuje. II. 7. Závěr Od původního úmyslu provést porovnání mezi ostatními druhy zesilovačů a parametrickým zesilovačem muselo být z velké části upuštěno. Během psaní tohoto článku došlo v celém světě ke skutečnému útoku na Šumové číslo. Hodnoty včera známé jako nejlepší jsou dnes již překonány. U některých, většinou však velmi nákladných zařízení bylo dosaženo tak extrémních hodnot šumového čísla. (0,1dB), že jich není možno v praxi ani využít [13]. Reaktanční parametrické zesilovače s diodou svými velmi dobrými šumovými vlastnostmi, jednoduchostí a malými pořizovacími náklady mohou však směle konkurovat i maserům. Porovnání s popsanými zesilovači je uvedeno na obr. 23. Zatím nemůže být dostatečně oceněn přínos, který parametrické zesilovače dávají nebo snad teprve dají radiotechnice. Lze však očekávat, že to budou i naši VKV amatéři, kteří uvedou tyto nové principy zesilování v život.
Literatura: [1] Maser und Mavar
- neue Principe für Mikrowellen
- Verstarker. refer. čl. Das Elektron 4/1959 str. 74. AR 3/1960 V roce 2007 přepsal a upravil pro web OK2KKW Matěj OK1TEH |
Význam, jaký měla práce radioamatérů v samých začátcích rozvoje radiotechniky, nebyl dosud dostatečně oceněn. Prudký rozvoj techniky velmi krátkých vln v posledních letech se
projevil jako další významná etapa, která dokazuje, že amatérské
experimentování může i dnes upoutat pozornost odborníků. Starou
vlastností této drobné práce je to, že stále hledá a propaguje něco
nového. Tak např. amatéři ve Spojených státech dokázali, že tak zvané
parametrické zesílení je prakticky možné i na metrových vlnách.
Originální konstrukcí parametrického zesilovače, který byl použit jako
přijímač, bylo poprvé navázáno spojení mezi Havajskými ostrovy a
Spojenými státy na 220MHz. A tak k svému potěšení můžeme konstatovat, že
i vysloveně odborné časopisy, jako jsou např. Proceedings I.R.E. aj. se
ve svých článcích odvolávají na amatérskou literaturu. Bude jistě
správné, abychom se i u nás zabývali těmito novými metodami příjmu. K
první informaci má posloužit tento článek.
Zařízení pracuje na základě vzájemného působení elektromagnetické vlny s
molekulárním svazkem. Molekulární svazek se vyrábí ve zdroji, kterým je v
podstatě malá pec, v níž se uděluje molekulám čpavku (NH
Elektronka s postupnou vlnou (permaktron)
být považována za dielektrikum, protože v ní vlastě neexistuje
žádný volný náboj Naproti tornu obě krajní oblasti, kam se rozestoupily volné náboje, můžeme považovat za vodiče Střední rozhraní mezi
p-typem a n-typem přestalo mít pro nás význam, ale vznikla dvě nová
rozhraní, a to mezi střední nevodivou oblastí a dvěma krajními vodivými
oblastmi.
Skupinové zapojení celé přijímací aparatury ukazuje obr. 15.
