Téměř před rokem jsem v reportáži z mikrovlnného závodu 2004 mezi řečí slíbil, že napíšu něco o oscilátoru pro 10 GHz transvertor. Původně jsem chtěl o této záležitosti pohovořit na letošním setkání na Studnici, ale po událostech loňského podzimu už pochopitelně mé vystoupení na tomto setkání OK-VHF Clubu možné není. Proto chystaný článek společně s podrobným konstrukčním popisem praktického řešení uvádím zde na stránkách OK2KKW stejně, jako i v případě dalších konstrukčních řešení, které u nás v klubu vznikly předtím.

Všichni ti, kdož nezůstali pouze v zajetí pásem krátkých vln znají ten asi nikdy neustávající boj o spektrální čistotu, stabilitu a absolutní přesnost oscilátorů VKV zařízení. Zatímco v případě provozu KV stále stačí k provozu dobré VFO, na VKV bychom s takovým zařízením dnes už neuspěli - bez přesných a stabilních oscilátorů by totiž nebylo spojení EME, ani MS - na protistanici bychom se prostě "netrefili". A protože snahou opravdových radioamatérských DXmanů je překonávání obtížných překážek, mnozí z nich již dávno pracují nejen na běžných, ale také na vyšších mikrovlnných pásmech. Aby i zde mohli provozovat sofistikovaná spojení typu WSJT, je evidentní, že bez velmi kvalitního oscilátoru pro transvertory na taková vyšší pásma se to prostě neobejde.

Nicméně nemusíme se ani  snažit jen o nějaká technicky raritní  spojení - všichni příznivci provozu CW velmi dobře vědí, že tento druh provozu  má  na VKV pásmech jednu úžasnou vlastnost: díky schopnosti lidského mozku provozovat (navíc v režimu "multitasking") od pánaboha naprogramovaný velmi kvalitní DSP, je člověk schopen relativně pohodlně číst telegrafní signály i hluboko pod šumem a rušením. Avšak - jen za jednoho předpokladu: spektrální rozložení šumu musí být stabilní stejně, jako kmitočet telegrafního signálu, který je pod šumem "schován" - jinak ten korelační přijímač mezi našima ušima prostě nefunguje.

A tady se dostáváme k meritu věci - se stoupajícím kmitočtem klesá absolutní stabilita oscilátorů - a tak se na vyšších mikrovlnných pásmech stále dost často setkáváme  s ukňouranými, nestabilními signály, které během spojení ujíždí o stovky hertzů i kilohertzy - a co je ještě horší - při provozu navíc "poskakují" vlivem krátkodobé frekvenční nestability. V tom okamžiku korelační přijímač v naší hlavě přestává fungovat - a signály na úrovni šumu jsou rázem zcela nečitelné.

A to ani nehovořím o tom, že úspěch, či neúspěch v závodě je na mikrovlnných pásmech přímo závislý nejen na výkonu, ale také na přesnosti kmitočtu - protože jen tak lze po domluvě na nižších pásmech skutečně také navázat a dokončit soutěžní spojení na předem dohodnutém kmitočtu.

Nároky na stabilitu oscilátoru pro praktický DX provoz jsou na pásmech 23 cm a výše již tak vysoké, že běžný krystalový oscilátor nevyhoví. Dobrý (nejlépe dvojitý) termostat pro krystalový oscilátor sice může zajistit (ovšem za předpokladu vhodného obvodového řešení oscilátoru) dostatečnou krátkodobou stabilitu, ale neřeší se tím otázka stability dlouhodobé - a tedy přesnosti naladění na signál protistanice, kterou právě neslyšíme - přičemž na možnost naladění s maximální odchylkou do 100 Hz závisí úspěch, či neúspěch pokusu o QSO.

K tomu navíc přistupuje ještě to, že kmitočet transpozičního oscilátoru může být vyžadován jako necelý, často dost "podivný" tak, aby po vynásobení dal požadovaný místní oscilátor pro transvertor k mezifrekvenčnímu zařízení - což vede víceméně jistě k tomu, že příslušný krystal je nutné objednat "na míru". Cena takto vyrobeného krystalu sice není pro opravdové radioamatéry překážkou - ale nově vyrobený krystal je nutno nechat nejprve "vystárnout", aby dosáhnul předpokládané stability - a ta stejně není pro běžné krystaly z hlediska provozních požadavků mikrovlnných pásem dostatečná.

Proto jsem se rozhodl vyrobit a pro radioamatérskou veřejnost popsat jednotku oscilátoru pro mikrovlnné transvertory, která by tyto vlastnosti splňovala:

Navržené řešení je vlastně jednoduchým kmitočtovým syntezátorem pro jeden jediný, předem zvolený výstupní kmitočet, který je "opřený" o vysoce přesný normálový oscilátor, a to buď kvalitní OCXO na takovém kmitočtu, kde je dlouhodobá stabilita krystalového oscilátoru optimální (jednotky MHz až 20 MHz), nebo je použit normálový oscilátor syntetizovaný ze satelitního přijímače GPS (například podle G3RUH), z příjmu normálového kmitočtu vysílaného na dlouhých vlnách (DCF77), případně z jiného zdroje přesného kmitočtu.

Blokové schema syntezátoru je zde:

Jak je patrné, v závislosti na zvoleném dělicím poměru děliček D1 a D2 lze z normálového referenčního kmitočtu (obvykle 10 MHz) vytvořit prakticky jakýkoli požadovaný kmitočet. Protože určení vhodného dělicího poměru je náročné, vytvořil jsem v Excelu jednoduchý program pro jeho vyhledání pomocí matematické iterace. Tento program lze stáhnout zde. Připomínám jen, že je napsán pro český MS Office 2000, a proto neručím za jeho funkčnost v jiných SW verzích. Snad už jen malou poznámku k použití tohoto programu - desetinná čárka se zadává skutečně jako čárka, nikoli jako tečka, jak je v počítačové praxi obvyklé.

Jaké budou dělicí poměry a provozní kmitočty pro obvykle používané oscilátory? S použitím uvedeného programu jsem sestavil následující tabulku:

Ovšem uvedený kmitočtový syntezátor neposlouží jen jako zdroj místního oscilátoru pro mikrovlnné transvertory. Stejně dobře by mohl posloužit i jako zdroj signálu pro radioamatérské majáky - a protože právě pro tuto aplikaci je bezpodmínečně nutné dodržet mimořádně vysokou dlouhodobou stabilitu - nejlépe "zavěšením" na nějaký kmitočtový standard - použití obvodu kmitočtové syntézy se pro takovou aplikaci přímo nabízí.

Návrh kmitočtové syntézy pro některé majáky v OK a OM - zejména v souvislosti se změnou kmitočtového pásma pro majáky 70 cm podle sporného rozhodnutí IARU a navržené úpravě kmitočtů některých mikrovlnných majáků tak, aby pracovaly ve vyhrazeném majákovém pásmu, je zde:

Poznámky:  *) - připravované  kmitočty 70cm majáků podle nového bandplánu IARU pro pásmo 70cm
                   **) - navržené nové kmitočty mikrovlnných majáků tak, aby odpovídaly doporučení IARU - jejich stávající kmitočty najdete zde.
______________________________________________________

Tolik tedy stručná ukázka toho, k čemu všemu se tento univerzální kmitočtový syntezátor hodí - a nyní již k jeho praktické realizaci:

(při kliknutí na obrázky se vám tyto objeví v plném rozlišení)

Obvod podle výše uvedeného blokového schematu je postaven na oboustranné desce plošných spojů o rozměrech 90 x 110 mm a při jeho konstrukci jsem vycházel z faktu, že přílišná miniaturizace není vzhledem k mému zraku žádoucí - a naopak žádoucí je co nejlepší využití mých "šuplíkových zásob"- proto najdete v zapojení tolik blokovacích kondenzátorů 4,7nF a tolik odporů 3k9 :-). Srdcem zařízení je rozlaďovaný krystalový oscilátor a dvě statické programovatelné děličky 74HC4059, jejichž dělicí poměr se dá na desce plošných spojů cínovými propojkami nastavit od 1 až do 9999. V praxi samozřejmě takový rozsah nevyužijeme - plně postačuje nastavení dělicího poměru cca od 100 do 4000. Obvod kmitočtové syntézy je osazen obvody HC-MOS a C-MOS. Krystalový oscilátor je běžného zapojení, na rozdíl od mnoha amatérských konstrukcí se dbá na to, aby oscilátor kmital s malou amplitudou tak, aby nebyl přetěžován krystal, což by mohlo vést k poklesu jeho provozního Q a s tím související krátkodobou fázovou nestabilitou, která se na mikrovlnných pásmech projevuje neblaze známým způsobem  (poskakováním kmitočtu v řádu desítek, až stovek hertzů). Proto je oscilátor provozován velmi "krotce", je použit pouze nepříliš strmý FET BF245A a navíc je ještě výrazně sníženo napájecí napětí pro oscilátor. Rozladění krystalového oscilátoru varikapem je možné v řádu jednotek kHz. Zapojení oscilátoru je navrženo pro běžné krystaly mezi 96 až 110 MHz - pro nižší kmitočty bude možná zapotřebí doplnit paralelně k L2 kondenzátor cca 2,2pF, pro mírně vyšší kmitočty použít hliníkové ladicí jádro namísto jádra z hmoty N01 (červené). Cívka L1 slouží pouze ke kompenzaci kapacity krystalu, její nastavení není kritické a správně nastavena je tehdy, pokud oscilátor nekmitá nikde jinde, než na seriové rezonanci použitého krystalu. Za oscilátorem následuje oddělovač s tranzistorem KF910 (typ dvoubázového FETu není kritický), na jehož výstupu jsou připojeny dva monolitické zesilovače MAR3 -typ monolitického zesilovače opět není kritický a je možno použít i jiné typy, případně typy jiných výrobců za předpokladu, že obvod pracuje v kmitočtovém rozmezí alespoň do 1 GHz, má zisk alespoň 12 až 15 dB a pro 1 dB kompresi je schopen dát na svém výstupu výkon nejméně + 10 dBm. Pochopitelně podle typu monolitického zesilovače budeme pravděpodobně muset upravit jejich napájecí odpor. Jeden z těchto zesilovačů pracuje jako oddělovač dodávající vzorek signálu z krystalového oscilátoru do směšovače fázového závěsu, přičemž současně brání tomu, aby se do cesty výstupního užitečného signálu přes směšovač dostaly parazitní kmitočty z násobiče oscilátoru kmitočtové reference. Na výstupu syntezátoru je umístěna mírně nadkriticky vázaná pásmová propust, která dále zabraňuje tomu, aby se na výstup syntezátoru dostaly nežádoucí kmitočty z kmitočtové syntézy a zároveň filtruje harmonické kmitočty vzniklé ve výstupním monolitickém zesilovači, který pracuje téměř ve své saturaci. Důležitým prvkem zapojení je feritová trubka na výstupu monolitického zesilovače IO2, která zabraňuje jeho případnému kmitání někde v GHz oblasti.

Zde dovolte malou odbočku - možná se ptáte, proč taková péče o spektrální čistotu výstupního kmitočtu oscilátoru, proč filtrace jeho harmonických kmitočtů, když za ním stejně bude následovat násobič, který linearitou právě neoplývá... Důvod je prozaický - při konstrukci prvního vzorku tohoto syntezátoru - viz reportáž zde - jsme si naběhli - a narazili na problém spektrální čistoty připojeného transvertoru pro pásmo 10GHz. Původní obvod kmitočtové syntézy byl totiž o dost jednodušší a na svém výstupu obsahoval parazit signálu z násobiče referenčního oscilátoru, pronikající přes směšovač PLL do výstupního signálu. Vzhledem k tomu, že tento parazit byl proti užitečnému signálu na úrovni cca minus 40dB a byl od užitečného signálu vzdálen asi o 1,5 MHz, mávnul jsem nad ním rukou, řka, že po vynásobení (96x) bude tento parazit vzdálen 192 MHz od užitečného signálu, neprojde filtrem vysílače a nemusím se jím tedy zabývat - a to byl omyl!  Tvrdě jsem narazil na skutečnost, že i ve výstupním signálu na 10 GHz byly parazity právě o těch 1,5 MHz na každou stranu - ale co hůř, nebyly osamocené - signál vysílače 10 GHz vypadal na zapůjčeném spektrálním analyzátoru jako "koště" a produktů po 1,5 MHz v něm bylo nepočítaně - a ty nejhorší jen o 6 dB méně než úroveň užitečného signálu! Rozborem situace se ukázalo, že můj předpoklad byl (jako obvykle :-)) chybný a že na parazity ve výstupním spektru oscilátoru se nelze dívat jenom jako na parazity v kmitočtové oblasti, ale také jako amplitudovou modulaci signálu oscilátoru parazitním (v uvedeném případě 1,5MHz) signálem, přičemž vzhledem k funkci připojených násobičům transvertoru, které jsou co do ohledu na amplitudu vynásobeného n-tého harmonického produktu velmi citlivé na vstupní úroveň, tato parazitní "amplitudová" modulace vstupního signálu způsobila rovněž amplitudovou modulaci příslušné harmonické, což se "úspěšně" opakovalo až do pásma 10GHz... Následovalo tedy "léčení" toho prvního vzorku kmitočtového syntezátoru - nejprve byl zařazen oddělovací zesilovač v cestě ke směšovači PLL, což zvedlo odstup parazitů cca o 30 dB a nakonec jsem z časových důvodů ještě na výstup prvního vzorku dodělal přídavný krystalový filtr... Přitom je třeba se zmínit i o tom, že "léčení" na základním kmitočtu oscilátoru nestačilo - harmonické kmitočty prvního vzorku syntezátoru  nesly tyto vzorky parazitní "amplitudové modulace" také, a protože vstup navazujícího násobiče není příliš selektivní, pronikaly do transvertoru také touto cestou - proto bylo nutné dát na výstup ještě rejekce na harmonické kmitočty...

Proto, abych radioamatérské veřejnosti nepředkládal návod na nějaký "šmejd", celý syntezátor jsem kompletně přestavěl a do nového zapojení, které zde uvádím, byly zařazeny obvody oddělovače mezi cestou užitečného signálu a směšovačem PLL, přibyl výstupní zesilovač, který pracuje téměř v saturaci a tak "likviduje" případný zbytek parazitní amplitudové modulace pronikající do užitečného signálu a na výstupu je navíc relativně ostrá pásmová propust, která zabezpečuje dodatečné potlačení všech parazitů včetně harmonických kmitočtů - což má za následek to, že v rámci dynamiky pro vývoj tohoto obvodu použitého spektrálního analyzátoru  (80dB) se již žádné parazity nepodařilo naměřit. 

Ale vraťme se teď k popisu zapojení: vstupní signál kmitočtové reference je natvarován, jeho část je zavedena do děličky D1 a druhá je připojena do báze tranzistoru T3 - ten pracuje ve třídě C jako násobič. Na jeho výstupu je podkriticky vázaná pásmová propust (v popisu zapojení uvedené hodnoty umožňují přeladit tuto pásmovou propust cca v rozmezí 100 až 120 MHz), která slouží k výběru vhodného harmonického produktu, který je zaveden do směšovače PLL s dvoubázovým FETem běžného typu. Ten má na svém druhém hradle připojen signál z oddělovače krystalového oscilátoru. Na výstupu směšovače je pásmová propust na požadovaný směšovací produkt (navržené hodnoty této pásmové propusti ji dovolují přeladit cca mezi 11 až 15 MHz). Na výstupu této pásmové propusti je připojen tvarovač signálu a za ním následuje dělička D2. na výstupu obou děliček D1 i D2 je klopný obvod typu "D", který mění "jehlové" výstupní signály z děliček na "poctivý" obdélníkový signál o střídě 50%, protože následující C-MOS fázový detektor (osvědčený typ 4046) by nebyl schopen zpracovat úzké "jehlové" signály z děliček D1 a D2. Použití tohoto klopného obvodu ovšem způsobuje dodatečné dělení dvěma, takže ve fázovém detektoru se ve skutečnosti zpracovávají obdélníkové signály  o polovičním kmitočtu, než je uvedeno v tabulkách výše - ale to vzhledem ke stabilitě krystalového oscilátoru prakticky nevadí. Možná ještě, že vás napadne, proč ta na první pohled zbytečná komplikace s různým napájením obvodů a proč nebyl použit přímo fázový detektor na technologii HC-MOS, který  by žádnou "tvarovací" předděličku nepotřeboval ? Důvod je i v tomto případě jednoduchý - 12ti voltové napájení obvodu CD4046 (MHB4046) oproti 5-ti voltovému napájení obvodů HC-MOS dovoluje využít více, než dvojnásobného rozkmitu ladicího napětí pro PLL smyčku VCXO, což zabraňuje rozpadnutí fázového závěsu při extrémních změnách teploty a stárnutí krystalu.
Na výstupu fázového detektoru jsou filtrační obvody smyčky PLL, jejichž hodnoty  jsou navrženy kompromisně tak, aby pokryly včechny předpokládané dělicí poměry, použité v radioamatérské praxi. Na indikačním výstupu fázového detektoru je připojena zelená LED indikující svým stálým svitem řádnou funkci PLL. (Pokud není PLL řádně zavěšen, tato LED nesvítí, nebo bliká.) Výstup PLL LED na desce se přitom propojí s kladným napájecím napětím - potom funkci obvodu indikuje jen malá LED na desce plošného spoje, nebo se mezi kladné napájecí napětí a tuto špičku připojí externí zelená LED na panelu zařízení.
Celá deska kmitočtové syntézy je napájena z vnějšího kladného napětí 15 až 24V - přitom se ovšem doporučuje malý 12-ti voltový stabilizátor 78L12 na desce plošného spoje nahradit běžným 7812 ( protože malý stabilizátor s ohledem na odebíraný proud pracuje na mezi svých parametrů), resp. takový stabilizátor umístit raději někde na šasi zařízení, aby byl dostatečně chlazen.

           

Oživení zařízení: pro oživení je zapotřebí mít nejméně čítač, osciloskop, wobler, nebo spektrální analyzátor. Osazenou desku zkontrolujeme, ověříme funkci napájení a vestavěných stabilizátorů. Zprovozníme krystalový oscilátor a nastavíme výstupní pásmovou propust na maximální signál na výstupu desky kmitočtové syntézy - výstupní signál by měl být alespoň 0 dBm.  Pokud se nám nepodaří dosáhnout této úrovně, pomocí wobleru, nebo s využitím spektrálního analyzátoru s tracking generátorem kontrolujeme výstupní pásmovou propust - která má vstupní i výstupní impedanci blízko 50 Ohm a vložný útlum do 6 dB. Potom na vstup spektrálního analyzátoru nebo KV transceiveru připojíme vysokoimpedanční sondu (od osciloskopu) a sáhneme jí na pin2 IO5 74HC00. Na žádoucím kmitočtu "mezifrekvence" PLL (viz hodnota rozdílového kmitočtu v tabulce nahoře) nastavíme jádry cívek L4, L5 a L6,L7 maximum signálu. Záznějový kmitočet se přitom může od vypočteného lišit i o několik kHz, protože PLL zatím není zasynchronizováno. Cívky by měly ladit definovaně a ostře. Po nastavení maxima připojíme namísto přijímače osciloskop. Hodnota napětí v tomto místě by měla být minimálně 100 mV špička-špička a mělo by jít o sinusovku bez znatelného zkreslení.

Nyní naprogramujeme děličky D1 a D2 na požadovaný dělicí poměr podle tabulky nahoře , nebo podle výsledku výpočtu dle výše uvedeného SW (provede se to pomocí cínových spojek u programovacích vstupů děliček). Osciloskopem a pomocí čítače zkontrolujeme na výstupech děličky IO8 74HC74 (piny 6 a 9), že děličky D1 a D2 dělí správným číslem a případně najdeme a opravíme chybu.

Protože se mne občas někdo ptá, jak konkrétně se děličky "programují", dovolte jeden praktický příklad. Především je třeba říci, že datasheet obvodu 74HC4059 je trochu zavádějící. Pravda je taková, že programovatelné děličky obvodu se aktivují úrovní H (1), i když datasheet je v tomto směru trochu neurčitý. Pokud chcete, aby dělička dělila nějakým určitým číslem, zkuste to takhle:

Příklad: dělicí poměr například 1649:

Pokud je požadovaný násobek referenčního oscilátoru nad kmitočtem krystalového oscilátoru (podobně je tomu nahoře u blokového schema), nic na zapojení neměníme, pokud je tomu naopak, překřížíme odpory R21 a R23 na výstupech IO8. Nyní by se nám již měl PLL zavěsit a pokud tomu tak není, doladíme kmitočet krystalového oscilátoru jádrem L2. Po zasynchronizování PLL kontrolujeme osciloskopem připojeným paralelně k C14, jaká je reakce smyčky PLL na změnu parametrů oscilátoru (například sáhneme na tlumivku TL1). Ladicí napětí smyčky PLL nesmí oscilovat a na nastavenou stejnosměrnou úroveň by se mělo vracet do 2 vteřin po odstranění rozladění oscilátoru bez zbytečných překmitů. Pokud by smyčka PLL relaxovala (zejména při vysokých dělicích poměrech), zmenšíme poněkud hodnotu C59 a C60. Pokud je vše v pořádku, nastavíme jádrem L2 stejnosměrné napětí ve smyčce PLL na 4 až 4,5 V . Zkontrolujeme ještě jednou výstupní úroveň a spektrum kmitočtového syntezátoru, které by mělo být bez měřitelných parazitů nejméně do -70dB (pozor na lokální FM rozhlasové vysílače, které se mohou tvářit jako nežádoucí parazity).

Pokud bude deska kmitočtové syntézy vestavěna v zařízení někde "na stole", nemusí být stíněna. Pokud ji budeme chtít vestavět společně s transvertorem hned u antény, doporučuji ji dát do krabičky z pocínovaného plechu a vývody provést kapacitními průchodkami, případně (u VF vstupu a výstupu) malými koaxiálními konektory, protože silné elektromagnetické pole, zejména od antén pásma 144 MHz by mohlo činnost obvodu negativně ovlivnit.

V případě zájmu o dodávku plošného spoje se můžete obrátit sem.

Pokud tato konstrukce napomůže zvýšení radioamatérské aktivity na VKV pásmech, nebyla moje práce marná.

73! OK1VPZ
 

Příloha:

Parametry zařízení:

kmitočtový syntezátor pro výstupní kmitočty v pásmu min. 96 až 120 MHz
výstupní úroveň: min. 0, typicky + 3 dBm na impedanci 50 Ohm
potlačení nežádoucích produktů: min 70, typicky 80 dB
vstup referenčního oscilátoru: 5 až 20 MHz, typicky 10 MHz, min 100 mVpp
napájení 15 až 24V, odběr ze zdroje max. 200 mA

Rozpiska součástek a navíjecí  předpisy cívek:

Poznámka: kondenzátory 4,7nF musí být schopné blokovat kmitočty okolo 100MHz - vyhněte se proto
subminiaturním supermitovým typům. Integrované obvody 74HC4059 bylo možné koupit u firmy NEDIS.
Pokud se vám nedaří je sehnat, zkuste to u Farnellu.

Cívky jsou vinuty (s výjimkou L3) na tzv. "pardubických" cívkových kostrách o průměru 6mm s hliníkovým
krytem. Rozložení vývodů cívkové kostry je stejné, jako u navíjecích předpisů cívek transvertoru Sitno.

(Poznámka: pokud používáme stabilní OCXO jako opěrný oscilátor pro tento kmitočtový syntezátor pro mikrovlnná pásma, je nutno dbát na to, aby  toto OCXO mělo analogové, proporcionální topení termostatu!  Oscilační druh termostatování - topí / netopí - je pro vysoce přesné oscilátory zcela nevhodný.)