|
Je možné sestavit zařízení pro VKV závody bez nutnosti kvalitativních kompromisů? Jak již bylo v radioamatérské komunitě mnohokrát diskutováno, například již zde, zde, zde, zde, zde a zde, nebo pravděpodobně naposled tady, je širokopásmový šum vysílače společně s postranním fázovým šumem oscilátoru přijímače pravděpodobně nejvíce limitujícím faktorem ve věci vzájemného rušení blízkých stanic ve VKV závodech. Je to z toho důvodu, že během soutěžního VKV provozu se musí stanice umět vypořádat průměrně se 100 x větší dynamikou signálů (rozdílem mezi slabými signály na úrovni šumu a nejsilnějšími signály od lokální stanice na protějším kopci), než je tomu v případě soutěžního provozu na KV. Totiž na jednu stranu pracujeme s podstatně slabšími signály, než je tomu na KV, na druhé straně je to dáno podstatně vyššími zisky antén a s tím souvisejícími mohutnými vyzářenými výkony, typicky na úrovni desítek kilowattů.. Je obecně známo, že nejkritičtější situace je v pásmu 144 MHz, protože zde je na VKV největší aktivita, výroba 2m kW PA je ještě jednodušší, než výroba PA na KV, postavit anténní systém o zisku 13 až 16 dB je možné bez problému a přitom zde nejsou vyzařovací laloky antén natolik úzké, aby se snížila pravděpodobnost vzájemného rušení sousedících stanic, jako je tomu na vyšších VKV pásmech. V posledních několika letech je problém vzájemného rušení v pásmu 2m navíc ještě umocněn provozem stanic, které používají systém paralelního provozu řady PA a mnoha anténních systémů do různých směrů, aby tak zvýšily pravděpodobnost uskutečnění spojení. Ve srovnání s klasickým uspořádáním jednoho PA a jednoho anténního systému, který svým vyzářeným výkonem ozařuje jen relativně malou část povrchu Země ve směru hlavního laloku antény, zatímco ostatní směry zůstávají silným signálem nevykryté, je uspořádání "mnoho PA, mnoho antén", neboli dvoumetrové "multi-multi" v závodním provozu pochopitelně mnohem účinnějším nástrojem. Tento systém, jehož průkopníkem je u nás OL2R, se velmi rozšířil na přelomu století a využíval legislativní skulinu v dřívějších povolovacích podmínkách, které sice udávaly maximální povolený výkonový limit na výstupu PA, ale podle litery vyhlášky nelimitovaly jejich počet, takže již před lety bylo možné se utkat ve VKV závodech se stanicemi, jejichž součet výkonů se velice blížil k dnešnímu absolutnímu výkonovému limitu 3kW (a možná, že jej už tehdy podstatně překračoval). Tato konstelace na jedné straně umožnila dosahovat mimořádných výsledků, na druhé straně stále vyvolává mnoho zlé krve, protože zatímco v době konfigurace jeden PA a jedna anténa byla stanice na protějším kopci (třeba i s méně kvalitním komerčním zařízením) rušena pouze občas, když se "potkaly" vyzařovací laloky antén, v době "multi-multi" je taková stanice rušena prakticky celých 24 hodin závodu. Protože kvalita komerčních VKV zařízení se za posledních cca 15 let prakticky nezměnila (šumové pozadí vysílače i postranní šum oscilátoru jsou i u nových zařízení prakticky stejné, nebo dokonce poněkud horší, než předtím), zaměřili se radioamatéři s ambicí k dosažení stále lepších výsledků v závodech k tomu, že se pro špičkový provoz přestávají používat VKV transceivery, ale vybavení špičkových soutěžních stanic se začalo orientovat na komplikovanější a přece jen poněkud kvalitnější (ale také mnohem složitější) KV transceivery a použití transvertorů, vyvíjené speciálně pro tento účel (například zde, zde, zde a zde). (Pochopitelně existuje i jiná varianta, jak se vypořádat se vzájemným rušením, a to zajistit, že v okolí řady desítek km okolo contestového stanoviště takové stanice nebudou na výsledek závodit jiné, podobně výkonově vybavené stanice, anebo když ano, tak půjde o stanice spřátelené, které považují výsledek na 144 MHz jen za sekundární a zaměřují se na vyšší, zejména mikrovlnná pásma. I v tomto řešení je možné považovat stanici OL2R za průkopníka.) Toto "transvertorové" uspořádání podstatně zlepšilo situaci oproti dřívějšímu použití běžných komerčních VKV transceiverů, typicky se zlepšil postranní šum oscilátoru asi o 10dB a použití kvalitních, plně ofiltrovaných KV transceiverů s více mezifrekvenčními filtry také vyřešilo častý problém nedostatečného stopbandu MF filtrůl jednoduchých VKV přijímačů, vybavených pouze jedním krystalovým filtrem na jediné mezifrekvenci. Nicméně, objevily se zase jiné problémy: komplikovaná moderní KV zařízení již nejsou tak spektrálně čistá, jako dřívější konstrukce, protože se v nich ve velkém začaly používat softwarové DSP filtry, celá konstrukce je velmi složitá, využívá A/D a D/A převodníků v signálových cestách zastřešených pouze jednoduchými krystalovými filtry na nejvyšší mezifrekvenci, nebo dokonce ani to ne. Výsledkem je mnohem vyšší šumové pozadí takových konstrukcí, zejména na jejich vysílací straně. Situace se s každým novějším a komplikovanějším KV transceiverem spíše zhoršuje - tak například zatímco u "klasické" FT1000MP byly problémy s kliksáním, spletry při SSB provozu na nízkoúrovňovém výstupu pro transvertor a postranním širokopásmovým šumem vysílače při CW provozu, novější FT1000 Mark V. má šumové pozadí v průměru horší asi o 6dB... Zdá se tedy, že zatím jedním z nejrozumnějších KV zařízení pro použití ve VKV závodech kupodivu stále zůstává například klasická a plně ofiltrovaná TS850 - alespoň pokud lze soudit podle měření, uvedených například zde a zde. Přes všechny tyto dílčí úspěchy na cestě za mimořádně kvalitním zařízením pro VKV závody jsou uvedená zlepšení bohužel stále zcela nedostatečná pro situace, kdy v okruhu pouhých 3 až 5-ti km by spolu měly koexistovat dvě špičkově vybavené soutěžní stanice v pásmu 144 MHz, obě vybavené vysílači s výkony okolo 1 kW a několika fixními anténními systémy do více směrů (například OK2KKW a OL7C). Jaké jsou limity pro podobnou koexistenci ? VF výkon 500 W (57dBm) na svorkách antény o zisku 13 dB vyvolá na
vstupu přijímače druhé stanice vybavené stejnou anténou signál o výkonu: cca - 6 dBm Minimální slušně zpracovatelný signál na vstupu přijímače je pro
šumové číslo cca 2dB (kompromisní hodnota pro VKV závody):
.................... cca -140 dBm Potřebný odstup postranního šumu a intermodulačních produktů vysílače je tedy pro subjektivně téměř nerušený příjem na straně protistanice: .... cca 134 dB Za předpokladu, že bychom teoreticky zanedbali šumový příspěvek postranního fázového šumu přijímače, měl by mít vysílač ve vzdálenosti například 100 až 150 kHz (na rozdíl od KV není na VKV naštěstí takto silných signálů tolik, takže je možné od silného signálu protistanice utéct trochu dál) od vysílaného kmitočtu potlačení parazitního vyzařování na úrovni cca - 77 dBm, tedy -134 dBc. Pokud tuto hodnotu porovnáme s hodnotou potlačení širokopásmového šumu vysílací cesty KV transceiveru, například FT1000MP, nebo TS850, kde je podle měření ARRL možné tuto hodnotu pomocí extrapolace odhadnout na cca - 106 dBc (pro komunikační šířku 2,4kHz) vidíme, že bychom potřebovali nežádoucí postranní šum ještě zlepšit cca o 28 dB (tedy asi pětsetkrát zmenšit). Připusťme teoreticky, že bychom takovou věc dokázali. Musíme si nyní ještě ověřit, zdali tak silný přijímaný signál nezpůsobí zahlcení vstupních obvodů přijímače druhé stanice. Pokud budeme vycházet z předpokladu, uvedeného zde, že 1 dB komprese přijímače nastává při signálu cca o 12 dB nižším, než je jeho bod zahrazení (IP), potom pro případ, že máme průměrně kvalitní přijímač s IP 0 dBm by takový přijímač měl "vydržet" na vstupu signál cca - 14 dBm. Vidíme tedy, že pro uvedený případ by přijímací sestava měla mít optimálně vstupní IP přibližně + 8 dBm, což je sice více, než má náš transvertor, ale není to dnes nerealizovatelné. To, co je skutečnou výzvou pro konstruktéry, tedy na VKV není intermodulační odolnost přijímače, jak se často hlásá na KV, ale šumové pozadí spektra vysílače (které se skládá ze širokopásmového šumu vysílací cesty za posledním krystalovým filtrem a postranního šumového spektra oscilátoru superhetu vysílače) na straně jedné a postranní šumové spektrum oscilátoru přijímače na straně druhé. Výše uvedený výpočet ukazuje, že za předpokladu dostatečně odolného přijímače by bylo zapotřebí, aby vysílač měl úroveň potlačení svého pozadí cca 134 dB oproti vysílanému kmitočtu (pro příklad příjmu u protistanice přes SSB filtr). Pro lepší porovnání si tuto hodnotu přepočtěme na šumový výkon na normalizované spektrální šířce 1Hz (tedy na hodnotu dBc/Hz), protože tak se většinou udávají parametry šumového pozadí běžných transceiverů (vypadá to lépe...). Pro přepočet tuto hodnotu změníme o 34 dB (šířka SSB filtru oproti 1Hz), a tedy dostáváme výsledek, který nám říká, že bychom měli být pro uvedený případ schopni zkonstruovat vysílač, který má postranní šum potlačen na úrovni: - 168 dBc/Hz ! A to není žádná legrace, protože to je hodnota postranního šumu mimořádně kvalitního krystalového oscilátoru! Zkusme si nyní rozebrat, jakým podílem se na uvedeném šumu podílí jednotlivé stupně vysílacího řetězce. Předpokládejme, že za KV transceiverem je útlumový článek, který má na výstupu signál o úrovni cca -3 dBm, následuje pasivní směšovač vysílače (prozatím zanedbejme postranní šum oscilátoru a šumové číslo směšovače), který má na výstupu cca -10 dBm, následuje oddělovací širokopásmový zesilovač (zajišťuje m.j. správné širokopásmové zakončení směšovače) který má zisk cca 20 dB a šumové číslo 2 dB, následuje pásmový filtr s útlumem cca 6 dB atd, atd.... (další stupně lze z hlediska šumového příspěvku prakticky zanedbat, pokud ovšem v zesilovacím řetězci není nějaká hrubá chyba - například nezablokovaná šumící zenerka ve zdroji G2 PA elektronky, nebo šumící, či dokonce kmitající operační zesilovač v předpětí PA). Rozebereme-li si šumové příspěvky jednotlivých stupňů, vidíme, že se na něm podílí nejvíce nízkoúrovňové zesilovače před a za směšovačem vysílače. Pokud bychom zanedbali zesilovač před směšovačem, tak transvertor bude mít širokopásmové pozadí vysílací cesty na úrovni cca -150 dBc/Hz. Při zapojení všech PA se tato hodnota sníží ještě přibližně o 3 dB, tedy na cca -147 dBc/Hz. To už ale je asi 100 x méně, než kolik bychom potřebovali. Existují nějaké způsoby, jak tento šum snížit? Vedle toho, že zesilovač za směšovačem by měl mít co nejnižší šumové číslo, je nejlepší cestou k řešení šumového pozadí zvýšení zpracovávaných úrovní. Směšovač vysílače by tedy měl být v každém případě vysokoúrovňový a pokud možno ne pasivní. Přirozeně, současné polovodičové technologie nabízejí mnohem výkonnější pasivní směšovače, než tomu bylo před 10-ti lety - namátkou se podívejte například sem, sem a sem. Při použití některého takového směšovače bychom mohli teoreticky zvednout úroveň na vstupu následujícího zesilovače o téměř 20 dB, což by nám pomohlo snížit (při započítání vlastního šumu pasivního směšovače) širokopásmový šum vysílací cesty až na hranici -160 dBc/Hz. Směšovač vysílače by raději měl být aktivní, abychom nemuseli zpracovávat signál na příliš malých úrovních (viz šumová rozvaha zde). Proto je také v našem transvertoru Sitno použit směšovač aktivní. Také na tomto poli bychom mohli dosáhnout velmi dobrých výsledků s pomocí moderních aktivních směšovačů - například na bázi SiGe technologie. Podívejte se například sem, sem a sem. Ovšem vzhledem k tomu, že v tomto případě nepotřebujeme širokopásmové aplikace, asi by bylo možné dosáhnout stejných, nebo dokonce i lepších intermodulačních a šumových vlastností i v případě, pokud bychom směšovač sestavili z diskrétních součástek - například z nějakých wattových J-FETů. Anebo s použitím GaAs Push-pull monolitického zesilovače původně vyvinutého pro účely kabelové televize. Také v tomto případě bychom se zase o trochu více přiblížili výše uvedené "snové" hranici potlačení širokopásmového šumu vysílací cesty. A to ani nehovořím o tom, jak výhodný by byl pro tuto aplikaci návrat k elektronkovým směšovačům. Víte třeba, jak pěkný směšovač dvoumetrového vysílače se dá udělat s elektronkou ECC88? Plyne nám z toho zajímavé VKV poučení: co nejlepší směšovač nepatří ani tak do našeho přijímače, jako spíše do vysílače protistanice na protějším kopci ! Jak to ale bude s transpozičním oscilátorem? Krystalový oscilátor transvertoru na tom není šumově obvykle špatně - za předpokladu, že se vyvarujeme toho, aby byl krystal výkonově přetížen (nepředpokládám krystalový oscilátor s násobiči, ale oscilátor s harmonickým krystalem přímo na pořadovaném kmitočtu s tranzistorem řízeným polem). Typický kvalitní krystalový oscilátor s oddělovačem bude mít širokopásmový šum ve vzdálenosti 100 kHz od provozního kmitočtu rovněž okolo -160dBc/Hz - a protože to by nestačilo, je možné (a vhodné) jeho signál ještě zafiltrovat pomocí jedno, či dvoukrystalové brány s využitím stejného typu krystalu, což by mělo snížit šum pozadí ještě nejméně o 20dB - a tedy krystalový oscilátor pravděpodobně nebude patřit ke slabinám celého řetězce. Předpokládejme, že toto všechno jsme u transvertoru úspěšně vyřešili a šumové pozadí běžného kvalitního transvertoru jsme tak zvýšili (ve vzdálenosti 100 a více kHz od provozního kmitočtu) z původních cca -145 dBc/Hz na téměř -160 dBc/Hz. Není to sice pro naši aplikaci ještě dostatečné zlepšení, ale jde nepochybně o značné zlepšení. Nyní se pojďme věnovat tomu, co je zapojeno před směšovačem transvertoru - tedy v našem případě KV transceiveru: Jak se podílí KV transceiver na celkovém šumu vysílací cesty? Stručně řečeno - podstatně. Vezměme si pro porovnání v současné době nejkvalitnější KV transceivery (v cenách nad 100tis Kč). Postranní šum jejich vysílací cesty se pohybuje těsně okolo -140dBc/Hz ve vzdálenosti 50 a více kHz od provozního kmitočtu. Zdá se vám to jako relativně dobrá hodnota? Ano - ale jen z hlediska vzájemného rušení na KV. Na VKV je to přece jen "jiná káva". Pokud bychom předpokládali, že transvertor i KV transceiver mají podobné hodnoty potlačení postranního šumu na úrovni -140dBc/Hz, tak pokud je spojíme dohromady, začnou se šumová pozadí sčítat a výsledkem bude zhoršení na hodnotu -137dBc/Hz. A to ani nehovořím o tom, co se stane, pokud poněkud stáhneme vysílací výkon transceiveru - například z důvodu nastavení správného buzení PA. Protože regulace výkonu KV transceiveru probíhá obvykle na úrovni jeho MF, omezí se tím signálová injekce do směšovače vysílače KV transceiveru a protože širokopásmový šum vysílací cesty vzniká převážně v oscilátoru a nízkoúrovňových signálových obvodech okolo směšovače, bude výsledkem stažení výkonu například o 6 dB také zhoršení výsledného postranního šumu vysílacího řetězce o téměř stejnou hodnotu... Proto je vždy vhodné regulovat zisk vysílacího řetězce nikoli na MF, ale zisky v MF části raději nastavit optimálně a následně regulovat zisk (a tedy výstupní výkon vysílače) až na co nejvyšší možné signálové úrovni - obvykle okolo 100mW (podobně jako zde u stařičkého transceiveru Sněžka). Připusťme však, že i toto úskalí máme vyřešeno a na stole tak máme kvalitní KV transceiver s postranním šumem na úrovni -140dBc/Hz a špičkový transvertor KV/VKV se šumovým pozadím okolo -160dBc/Hz. Jaké bude šumové číslo soustavy? Přirozeně, že zase jen těch zhruba -140dBc/Hz, protože výsledné šumové pozadí bude dáno tím nejhorším komponentem, zařazeným v signálovém řetězci - tedy v tomto případě KV transceiverem, resp. jeho obvody za SSB krystalovým filtrem a oscilátorem KV vysílače. Zase jsme tedy jen tam, odkud jsme vyšli...
Tuto otázku jsme si pochopitelně kladli především z důvodu pokusu vyřešení konfliktních vztahů mezi OK2KKW a OL7C. A je zapotřebí říci, že řešení je nakonec kupodivu snadnější, než by se na první pohled zdálo! Ostatně viz dále, Ale zkusme si nejprve definovat základní požadavky takového řešení: a) KV transceiver pro pásmo 21 MHz s výstupním výkonem řádu 20W, vybavený VF kompresorem SSB modulace a s potlačením postranního šumového pozadí vysílače nejméně -170 dBc/Hz (!) b) KV/VKV transvertor 21/144 MHz s výstupním výkonem řádu 20W, vybavený regulací VF výkonu až na signálové úrovni desítek až stovek mW, velice čistým a stabilním krystalovým oscilátorem a s potlačením šumového pozadí vysílací cesty (včetně oscilátoru) nejméně -160dBc/Hz. c) kvalitní PA, anténní relé, konektory a antény, u kterých musí být zajištěno, že nezpůsobí žádné podstatné zhoršení kvality signálu, způsobené například: špatným přizpůsobením, přebuzením některého zesilovacího stupně, špatným předpětím, nezafiltrovaným zdrojem pro G2 PA elektronky, kmitající regulací, špatně ofiltrovaným spínaným zdrojem, koronovým výbojem v anodové dutině PA, nedostatečnými kontakty u anténního relé, nevhodnou kvalitou propojovacích konektorů, vf výboji u antén (zejména pokud voda zateče, kam nemá), atd, atd.- až například po použití CRT monitoru na vysílacím pracovišti, jenž svým mohutným rozptylovým magnetickým polem o kmitočtu desítek kHz se může vázat do některých laděných obvodů transceiveru, či transvertoru a způsobovat parazity... d) kvalitním přijímačem s vysokou odolností (vstupní IP
alespoň + 6dBm), stop bandem MF filtrů alespoň 160 dB a oscilátorem s
potlačením postranního šumu nejméně -160 dBc/Hz. Pokus o řešení tohoto rébusu: Stranou ponecháme problematiku uvedenou v bodech c) a d), protože ta bývá řešena v dostupné radioamatérské literatuře poměrně rozsáhle (samozřejmě s výjimkou extrémně nízkého postranního šumu oscilátoru přijímače a soustředíme se na bod a) a druhou část bodu d). Takový KV transceiver pochopitelně nikde nekoupíme. Je to logické, protože požadavky těch, kdož pro komunikaci využívají krátkovlnný kmitočtový rozsah takovéto parametry transceiveru k ničemu nepotřebují. A to ani nehovořím o tom, že výroba takového KV transceiveru je za mezí současných možností - zejména co se přeladitelného oscilátoru týče. Požadavky na technologii pro KV operátory jsou totiž (opět zcela typicky) velice odlišné od požadavků VKV provozu. Především na KV nemá smysl snažit se dosáhnout extrémně nízkých hodnot (pod -140dBc/Hz) postranního šumu oscilátorů a vysílací cesty, protože dynamika signálů na KV pásmech je nejméně 100x menší, než na VKV a postranní šum oscilátoru transceiveru je ve vzdálenosti desítek až stovek kHz od provozního kmitočtu zcela zanedbatelným faktorem. Naopak, na KV jsou mnohem důležitější jiné parametry - zejména intermodulační odolnosti přijímače, protože na "přecpaných" KV pásmech je vždy veliká spousta dosti silných (ale nikdy tak extrémně silných, jako na VKV) signálů, které mezi sebou mohou intermodulovat a vytvářet nežádoucí směšovací produkty a dalším kritickým faktorem je průběh postranního šumu oscilátoru těsně vedle provozního kmitočtu - ve vzdálenosti stovek Hz až jednotek kHz. Proto mohou na KV slavit úspěch takové přijímače, u kterých se dá demonstrovat nerušený příjem těsně vedle silného signálu. Pokud je však zapojení KV transceiveru optimalizováno pro KV (zejména oscilátory typu přímé kmitočtové syntézy DDS, rozsáhlé, nebo výhradní použití softwarových filtrů DSP ), je jeho použití pro účely VKV velice sporné, protože uvedené řešení je optimalizováno na to, aby bylo dosaženo co nejrychleji a nejblíže od provozního kmitočtu požadované dynamiky, ale ta se vzdáleností od provozního kmitočtu dále neroste (postranní šum oscilátoru s přímou kmitočtovou syntézou, ani vlastnosti DSP filtru se se vzdalováním od provozního kmitočtu prakticky nezlepšují - a to je také důvodem toho, proč SW KV transceiver SDR1000 se pro provoz na VKV podle všeho příliš nehodí). A na VKV nás navíc naprosto nezajímá, jaké parametry má transceiver 3kHz od provozního kmitočtu, ale jaké vlastnosti má 50 až 200 kHz daleko... Takže zase jsme tam, kde jsme
byli - jen jsme se utvrdili v tom, že běžný KV transceiver má na VKV omezenou
použitelnost. Existuje tedy nějaký trik, jak se s těmito požadavky vypořádat?
Ano - existuje, i když pochopitelně vždy za zlepšení nějakého parametru něčím
zaplatíme. Zatímco poslední trendy u transceiverů pro KV jsou co nejméně filtrů, případně filtry žádné a jejich náhrada DSP, řešení našeho problému je, jako tomu už na VKV bývá, opačné a jmenuje se: ještě více filtrů! I když pochopitelně za každé zlepšení něčím zaplatíme - v tomto případě omezenou přeladitelností. Pokud do cesty signálu zařadíme filtry, které budou schopny zpracovat maximální úroveň užitečného signálu a zároveň potlačit postranní šum a nežádoucí signály, pochopitelně výrazně zlepšíme elektromagnetickou slučitelnost dvou blízkých stanic. Na myšlence není nic nového a ostře laděné preselectory se na KV používají desítky let. Protože však provozní Q filtrů LC je na VKV již malá, musíme použít nikoli LC, ale krystalové filtry. Ovšem krystalové filtry na dvoumetr, sestavené z harmonických krystalů mají nevýhodu v relativně vysokém průchozím útlumu (dvoukrystalová brána má útlum nejméně okolo 6dB) a malém stopbandu (okolo 30dB), umocněném mohutnými (-15dB) parazitními rezonancemi harmonických krystalových výbrusů. Původní myšlenka proto byla použít dva velice kvalitní směšovače, krystalový filtr na nějakém nižším kmitočtu, kde je možné dosáhnout při šířce pásma cca 30kHz dostatečně strmých hran a stopdandu filtru a sadu krystalových oscilátorů, které z dvoumetru překlopí příslušný kmitočtový segment na kmitočet filtru a po průchodu filtrem jej s pomocí téhož oscilátoru vrátí zase zpět na dvoumetr. Přičemž "přelaďování" krystalového filtru po pásmu by se provádělo přepínáním kvalitních krystalových oscilátorů. Takový filtr by se zařazoval do cesty signálu mezi předzesilovačem a zařízením v přijímací cestě a za vysílacím směšovačem (a oddělovačem) ve vysílacím řetězci. Ovšem komplikací by bylo použití jiné MF, směšovačů a oscilátoru - výsledkem by opět jistě musely být nějaké parazitní směšovací produkty a intermodulace a šum generovaný aktivními prvky, umístěnými za krystalovým filtrem. Nehledě na omezení, dané konstrukcí krystalového filtru - krystalové výbrusy mají omezenou dynamiku, při příliš silném signálu filtr ztrácí své vlastnosti, rozkmit mechanické rezonance krystalových rezonátorů má své meze, které, pokud je překročíme, mohou způsobit ztrátu vlastností filtru a dokonce jeho zničení. Krystalový filtr má svůj útlum, který je nutno v zesilovacím řetězci nahradit, a to znamená zařazení dalšího zesilovacího stupně, který má zase nějak limitované intermodulační vlastnosti a vlastní šum... Zkrátka, jak kdysi říkal Karel OK1ANQ: mnoho zesilovačů a směšovačů "zahubilo osla". Když jsem tyhle úvahy
diskutoval v klubu, přerušil OK1BAF mé přemítání na toto téma a přišel s
jednoduchým nápadem: když už máme tu MF na 21 MHz, tak tedy nic nepřepínejme ani
nepřesměšovávajme a nechme si rovnou vyrobit sadu krystalových filtrů na
kmitočty v pásmu 21,000 až 21,400... Do firmy Krystaly v Hradci Králové tedy
letěla poptávka - a světe div se - pokud si objednáme těch filtrů alespoň za 20
tisíc Kč bez daně, udělají nám je. Pro objednání krystalových filtrů jsme se
spojili s OL3Z, kteří bojovali se stejným problémem vzájemného rušení v pražské
aglomeraci. Konečné řešení problému elektromagnetické slučitelnosti dvou
sousedících stanic tedy (teoreticky) zní takto: Zařazením krystalových mezifrekvenčních filtrů mezi KV transceiver a KV/VKV transvertor výrazně zlepšíme vlastnosti soustavy. V případě příjmu se tímto řešením výrazně zlepší projev reciprokého směšování silného vstupního signálu a postranního šumu oscilátoru meifrekvenčního transceiveru a zlepší se i intermodulační odolnost přijímače, protože na jeho vstup se nedostanou silné vstupní signály mimo propustné pásmo MF filtru.. Ve vysílací cestě zařazený krystalový filtr odřízne postranní šum oscilátoru MF transceiveru i jeho vysílacího řetězce - a dokonce zlikviduje i intermodulační produkty, vzniklé ve vysílacím řetězci transceiveru, takže MF krystalový filtr ve spojení s MF transceiverem vlastně začně fungovat jako účinný SSB modulační omezovač (vf clipper), likvidující intermodulační produkty, vzniklé při "hrubším" modulačním zpracování. Mezifrekvenční (KV) transceiver, jestliže potlačení jeho postranního fázového šumu bude někde okolo -140dBc/Hz se bude po připojení externích pasivních krystalových filtrů se stopbandem 40dB na jeho výstup jevit jako transceiver s potlačením postranního šumu vysílací cesty teoreticky okolo -180dBc/Hz (!). A to by už mohlo docela stačit, co říkáte? Za toto zafiltrování ovšem platíme omezením výstupního výkonu - krystalový filtr obecně na svém vstupu nesnáší signálovou úroveň větší, než cca +3dBm, a má nějaký průchozí útlum - řekněme 4 dB. Na výstupu takto upraveného MF transceiveru tedy nemůžeme počítat s užitečnou signálovou úrovní větší, než cca -3dBm. Nesmíme teď ovšem zapomenout na transvertor KV/VKV (viz bod b) výše), protože jen na něm teď bude ležet veškerá váha kvalitního zpracování signálového řetězce. Ale, jak již bylo řečeno výše, pevný krystalový oscilátor se dá udělat (zejména v případě, kdy signál krystalového oscilátoru zafiltrujeme dvoukrystalovým filtrem) dosti kvalitní, rozhodně se šumem okolo -160dBc/Hz a více, a musíme již vyřešit "jen" širokopásmový šum vysílacího řetězce. Jaké jsou meze řešení? Ve shodě s tím, co je uvedeno výše použijeme kvalitní aktivní směšovač. Jestliže jeho průchozí zisk bude kladný, řekněme 6dB a jeho šumové číslo bude cca 10dB, bude tento prvek při vstupní úrovni užitečného MF signálu -3dBm nejdůležitějším zdrojem šumu vysílací cesty (samozřejmě pokud někde neuděláme chybu a například v anodové dutině PA, nebo na kontaktech koaxiálního relé, a.j., nebude hořet koronový výboj apod.). Šumový příspěvek každého stupně si lze představit jako šumový generátor zapojený na jeho vstup, který dodává do vstupu bezšumového stupně širokopásmový šumový signál o takovém výkonu, kolikrát je šumové číslo stupně větší, než 1 (0dB). Termický šum na vstupu zesilovače spočítáme podle vztahu : Pš = k.B.R , kde Pš je šumový výkon ve W, k je Boltzmannova konstanta (1,38 . E-23), B je šířka pásma (v tomto případě počítáme 1Hz) a R je impedance. Tedy pro náš případ bude
Pš = 1,38.E-23 x 1 x 50 = 6,9.E-22 W, tedy 6,9.E-19 mW, resp. -181 dBm. Protože
ale šumové číslo našeho aktivního směšovače je 10 dB, bude ekvivalentní šumový
výkon cca 10x větší, tedy cca -171 dBm. Bude-li mít (teoreticky bezšumový)
užitečný signál na vstupu směšovače signálovou úroveň -3dBm, potom výsledný
odstup šumového pozadí, způsobený šumovými vlastnostmi směšovače, může být
teoreticky cca -168 dBc/Hz. Protože MF transceiver máme zafiltrovaný na podobnou
hodnotu šumového pozadí, bude se ekvivalentní postranní šum celé vysílací
soustavy: MF transceiver - filtry - transvertor - teoreticky pohybovat
někde mezi -160 až - 165 dBc/Hz. A to je nejméně o 20 dB (tedy 100x) lepší
hodnota, než u dnešních nejlepších zařízení (!). Pozor, takové hodnoty
zatím nedosahuje žádná z běžných konstrukcí transvertoru, protože jen některé z
nich mají krystalový oscilátor navržen z hlediska požadavku dosažení extrémně
nízkého postranního (fázového) šumu (nemají krystalový filtr oscilátoru), mají
často pasivní směšovač ve vysílací cestě a navíc je jejich výstupní výkon
regulován obvykle na MF vstupu transvertoru - a to je hrubá chyba! Nicméně
takový transvertor zhotovit lze a dosavadní konstrukce se jí více, či méně
blíží. Teoreticky máme tedy věc vzájemného rušení vyřešenu. Zbývá přeměnit šedou teorii na zelený strom života, přičemž klíčovou součástí tohoto řešení jsou krystalové MF filtry: Pro MF krystalový filtr byl zvolen 4 krystalový filtr pro kmitočty 21 MHz, se šířkou cca 30 kHz pro pokles 3dB, odvozený od typu pro kmitočet 21,4MHz výrobce Krystaly Hradec Králové. Na zakázku byly vyrobeny filtry o středním kmitočtu 21,040 - 21,080 - 21,120 - 21,180 - 21,220 - 21,280 - 21,320 - 21,380 MHz. Pochopitelně, protože jde o zakázkové, individuálně zhotovené filtry, kdokoli jiný si může zvolit jiné střední kmitočty filtrů. Aby se dosáhlo optimálních parametrů a přizpůsobení na impedanci 50Ohmů, musí být filtr doplněn dodatečnými LC obvody. (Viz schema jednoho krystalového filtru zde.) Přepínání jednotlivých filtrů mezi sebou (v našem případě jde o 8 různých filtrů) je vyřešeno pomocí spínacích diod. Jejich proud v sepnutém stavu a naopak závěrné napětí v rozepnutém stavu je volen tak, aby nedocházelo k žádnému negativnímu ovlivňování intermodulačních parametrů filtru. Jeden přepínací úsek filtru je vyhrazen širokopásmovému průchodu signálu, přičemž je v této poloze zařazen útlumový článek o stejném útlumu, jako je průchozí útlum krystalového filtru. Nastavení filtru provedeme pomocí přístrojů - potřebný je spektrální analyzátor s tracking generátorem, případně nějaký velmi kvalitní wobler a impedanční můstek (směrová odbočnice). Filtry osadíme podle schematu a osazovacího předpisu, totéž platí o ostatních součástkách. Při oživování filtru nejprve přepneme do stavu, kdy je zařazen širokopásmová sekce s attenuátorem. Podle typu přepínacích diod (a jejich kapacit v rozepnutém stavu) nastavíme pomocí výměny indukčností, zapojených paralelně ke vstupu a výstupu filtru (L01 a L02) co nejlepší útlum odrazu (přizpůsobení). Ten by se pro zapojenou širokopásmovou sekci měl pohybovat okolo -26dB. Při tomto nastavování si můžeme pomoci ještě pomocí paralelně zapojených kapacit (C01 a C09). Potom nastavujeme jeden krystalový filtr po druhém pomocí změn hodnot LC přizpůsobovacích článků na minimální zvlnění v propustném pásmu filtru. Typicky se daří dosáhnout zvlnění okolo 0,2 až 0,3 dB v pásmu ± 12 kHz okolo středního kmitočtu filtru. Nastavení na minimální zvlnění je poměrně pracné a zdlouhavé, protože jej ovlivňují u každého jednotlivého filtru 4 nastavovací prvky (dvě cívky s dolaďovacími jádry a dva kapacitní trimry). Po nastavení průchozího zvlnění změříme průchozí útlum filtru (včetně přepínacích diod). Měl by se pohybovat okolo 4 dB (±0,3 dB). Stejný průchozí útlum by měla mít širokopásmová sekce. Máme-li nastaveny krystalové filtry na optimální míru zvlnění, zakončíme výstup filtru odporem 50 Ohm s krátkými vývody a jemně dostavujeme LC přizpůsobovací články u jednotlivých krystalových filtrů na co nejlepší přizpůsobení. Útlum odrazu filtrů by se měl pohybovat nejhůře okolo hodnoty 15-16 dB. Tím by měla být deska filtrů nastavena. Ve vysílací cestě jednotky MF filtrů je zařazen výkonový útlumový článek, který se zapojuje na VF výstup KV transceiveru a který utlumuje vstupní výkon (v našem případě cca 30W) na hodnotu cca +1dBm . Ve výkonovém útlumu je zařazen indikátor, umožňující přesné nastavení výstupního výkonu KV transceiveru. Poté následuje přepínací obvod (pomocí běžných přepínacích relátek), který při příjmu přepíná desku filtrů do přijímací cesty a zde je zařazena deska krystalových filtrů. Z výstupu přepínacího obvodu je výstupní MF signál (cca -3dBm) veden do směšovače vysílacího transvertoru. Přijímací cesta je obdobná. Volba mezi jednotlivými filtry je v našem vzorku řešena manuálním otočným přepínačem, ale možné je i sofistikovanější řešení, kdy je z datového výstupu MF transceiveru "vytažena" informace o provozním kmitočtu a podle toho se připne mezi transceiver a transvertor příslušný MF krystalový filtr , nebo širokopásmový attenuátor. Pro OL3Z, kteří používají jako MF transceiver IC746, takový interface vyrobil OK1UHU. Schema desky mezifrekvenční jednotky krystalových filtrů, jakož i schema celého MF zařízení, jeho plošný spoj, osazovací schema a rozpisku součástek, doplněnou o fotografie kompletního řešení MF zařízení, zobrazíte po kliknutí na níže uvedené zmenšené obrázky. Tentokrát neuvádím rozpisku součástek, protože hodnoty součástek jsou uvedeny ve schematu, hodnoty cívek v příloze (dole) a ostatní, typově nespecifikované součástky nejsou kritické, protože tak už to u KV konstrukcí bývá...
Dosažené výsledky: Na rozdíl od mých ostatních konstrukcí bohužel nejsem bohužel tentokrát schopen předložit exaktně změřené hodnoty postranního šumu této konstrukce. Nejsem totiž na takové měření vybaven. Je pochopitelné, že plné využití výhod tohoto systému je možné jen tehdy, pokud jsou jím vybaveny obě (!) dosud navzájem se rušící stanice. Nasazení pouze na jedné straně sice situaci vzájemné elektromagnetické slučitelnosti také výrazně zlepší, ale nemůže ji vyřešit, protože na přijímací straně stále zůstává rušení způsobené nezafiltrovaným postranním fázovým šumem oscilátoru přijímače (případně i rušení způsobené nedostatečným stopbandem primitivního přijímače s jednou MF). První nasazení tohoto systému proběhlo asi před rokem u OL3Z a ostatní pražské stanice si snad budou pamatovat výrazné zlepšení kvality jejich signálu, kdy se výrazně omezilo předtím dosti hrůzné rušení způsobované nepříliš kvalitním signálem dvoumetrového transceiveru Icom. U OK2KKW jsme systém poprvé použili v plném rozsahu v Marconi memoriál contestu 2005, ale v tomto závodě jsme bohužel měli jiné technické problémy (m.j. upadlý filtrační kondenzátor v G2 PA), takže ostatní stanice v tomto závodě pravděpodobně žádné výrazné zlepšení kvality našeho signálu asi nezaznamenaly, hi. První praktické ověření v opravdu nejdrsnějších podmínkách jsme tedy mohli provést až v květnovém závodě 2006, kdy tímto zařízením již byly vybaveny obě sousedící stanice - a pochopitelně, kde jinde takovou věc nejlépe otestovat, než na obou stranách u dosud vzájemně asi se nejvíce rušících stanic (OK2KKW/OK4W a OL7C). Po zahájení závodu jsme měli vzájemně od sebe (na obou stranách) asi 3 hodiny klid a namísto rušení od OL7C jsme zaznamenali pouze širokopásmový šum z 60km a za kopcem schované stanice OL4A. To byl vynikající výsledek. Bohužel potom se cosi na straně OL7C přihodilo a vzájemné rušení bylo opět na světě. Pozdějším rozborem se přišlo na to, že v transvertoru, použitém na straně OL7C se "usmažil" tranzistor v PA transvertoru, navíc jsme zjistili, že po zahřátí občas pokmitával špatně zafiltrovaný stabilizátor 78L05... Nicméně i přes omezený čas, kdy bylo toto zařízení na obou stranách nasazeno, byl přínos jasný - téměř 3 hodiny o sobě dvě špičkově vybavené stanice v jednom velkém čtverci prakticky nevěděly... Potom se, protože transvertor OL7C nedával výkon díky "usmaženému" tranzistoru, u kterého se "utrhly emitorové šipky" se karlovarští opět vrátili k "osvědčenému" zařízení, takže zbytek závodu byl pro nás opět jen nekonečným martýriem silného rušení. Na další test mělo dojít během Polního dne. Podařilo se vychytat poslední mouchy u transvertoru OL7C doplněným MF krystalovými filtry. Mělo, ale nedošlo... Nakonec jsme totiž z důvodu, uvedeného zde, dvoumetr nejeli. Snad tedy během VHF Contestu 2006, ve kterém alespoň rozdáme body, protože na plnohodnotný závod ještě nebudeme znovu vybaveni. Nicméně první výsledky potvrdily teorii. Při měření fázového šumu sestavy KV transceiver - krystalové MF filtry - transvertor Sitno jsem naměřil následující přibližné hodnoty vysílací cesty: Vstupní výkon na 21 MHz:.......... 15 W Poznámka *)
: vysílací cesta nastavena na VF výkon 15W, potom při provozu CW se ponechal KV
transceiver a transvertor zapnutý na vysílání, pouze nebyl stisknut klíč. Existuje reálný předpoklad, že skutečný fázový šum vysílací cesty bude menší, než širokopásmový šum vysílací cesty a ten je z největší míry dán šumem směšovače vysílače a zejména prvním zesilovací stupněm za směšovačem. Zde jsou v našem transceiveru Sitno ještě určité rezervy (viz výše) a teoreticky by mělo být možno dosáhnout hodnot širokopásmového šumu, blížícího se výše požadované hodnotě -160dBc/Hz Vedle výše zmíněných OL3Z podobný systém začala (ale pouze u přijímače) používat i stanice OK1KRQ. Pokud se podíváte na to, jak hodně se jejich výsledky zlepšily v průběhu druhé poloviny roku 2005 a v r.2006 ve srovnání s předcházejícími lety, hovoří to samo za sebe. Je pravděpodobné, že podobný systém používají také OL4A, i když zatím se k tomu nepřiznali. :-) Nesmíme ovšem nikdy zapomenout, že jakkoli dokonalé vyčištění vysílací cesty je pouze polovinou cesty k nápravě. Pokud má tento sofistikovaný systém začít opravdu fungovat, není možné se obejít bez stejného "vyčištění" i na straně přijímací. Je nutno mít na paměti, že dnes běžně dostupná zařízení pro pásmo 144 MHz jsou pro tvrdé contestové podmínky často nepoužitelná - a to nejen z hlediska šumového spektra osciáltoru přijímače, ale často už jen z hlediska nedostatečného stopbandu MF filtru. Jednostranně očištěný vysílač sice může pomoci proti neduhům běžných komerčních zařízení, použitým na straně vysílače (například problémům s velmi špatným fázovým šumem, nebo vadně navrženým ALC u některých transceiverů ICOM), ale konečným řešením je použití podobného systému na obou stranách vzájemně se rušících stanic. . Použitá metoda v praxi prokazatelně funguje a opravdu přináší velmi podstatné zlepšení dosavadních potíží s elektromagnetickou slučitelnosti u blízkých soutěžících stanic. Nemůže však pochopitelně vyřešit hrubé chyby, s jakými se bohužel stále setkáváme u některých contestových stanic. Tato filtrační mezifrekvenční metoda tak nepochybně může být cestou k řešení nedostatečných kvalitativních parametrů běžných transceiverů, ale rozhodně nikoli všelékem na další chyby - například přebuzené, či kmitající PA a jiné hrubé závady. To musíme mít stále na paměti. Případné zájemce o toto zařízení prosím o pochopení, že nejsem schopen pro ně zajistit jeho výrobu. Na závěr bych chtěl poděkovat OK1VUM za spolupráci při vývoji tohoto zařízení. 73! OK1VPZ Dodatek z roku
2012: výše uvedenou koncepci se inspiroval rovněž S53WW u svého
transvertoru Javorník
- více najdete
tady. Příloha: Principiální schema zapojení elementárního krystalového filtru 21 MHz: "Pardubické" cívky s krytem, kostra Ø 6mm,: 25 závitů, jádro N05 (modré), trimry C1 a C3 = 15 pF (modrý), paralelní indukčnost na vstupu a výstupu desky při paralelním řazení 8-mi filtrů: 0,82 až 1 uH. Průchozí útlum filtru < 2dB. Útlum odrazu celého preselectoru při provozu s attenuatorem > 25 dB, při provozu s krystalovým filtrem > 15 dB (typicky 18dB). Použity byly filtry
typu MCF 21,4-30B
(viz
http://www.krystaly.cz/cs/Produkty/Filtry/kovove/MCF_21.4-30B
,
|
